El disseny és una de les habilitats laborals més bàsiques per als enginyers de disseny de PCB. La qualitat del cablejat afectarà directament el rendiment de tot el sistema. La majoria de les teories de disseny d’alta velocitat s’han d’implementar i verificar finalment mitjançant Layout. Es pot veure que el cablejat és molt important PCB d’alta velocitat disseny. A continuació s’analitzarà la racionalitat d’algunes situacions que es poden trobar en el cablejat real i es donaran algunes estratègies d’encaminament més optimitzades.

S’explica principalment a partir de tres aspectes: cablejat en angle recte, cablejat diferencial i cablejat serpentina.

1. Encaminament en angle recte

El cablejat en angle recte és generalment una situació que s’ha d’evitar tant com sigui possible en el cablejat de PCB, i gairebé s’ha convertit en un dels estàndards per mesurar la qualitat del cablejat. Llavors, quina influència tindrà el cablejat en angle recte en la transmissió del senyal? En principi, l’encaminament en angle recte canviarà l’amplada de la línia de transmissió, provocant una discontinuïtat en la impedància. De fet, no només l’encaminament en angle recte, sinó també les cantonades i l’encaminament en angle agut poden provocar canvis d’impedància.

La influència de l’encaminament en angle recte en el senyal es reflecteix principalment en tres aspectes:

Una és que la cantonada pot ser equivalent a la càrrega capacitiva de la línia de transmissió, que alenteix el temps de pujada; el segon és que la discontinuïtat de la impedància provocarà la reflexió del senyal; el tercer és l’EMI generat per la punta en angle recte.

La capacitat paràsitca causada per l’angle recte de la línia de transmissió es pot calcular mitjançant la fórmula empírica següent:

C = 61W (Er) 1/2 / Z0

A la fórmula anterior, C es refereix a la capacitat equivalent de la cantonada (unitat: pF), W es refereix a l’amplada de la traça (unitat: polzada), εr es refereix a la constant dielèctrica del medi i Z0 és la impedància característica de la línia de transmissió. Per exemple, per a una línia de transmissió de 4 Mils de 50 ohms (εr és 4.3), la capacitat aportada per un angle recte és d’aproximadament 0.0101pF, i es pot estimar el canvi de temps de pujada causat per això:

T10-90%=2.2CZ0/2=2.20.010150/2=0.556ps

Mitjançant el càlcul, es pot veure que l’efecte de capacitat que produeix la traça d’angle recte és extremadament petit.

A mesura que augmenta l’amplada de línia de la traça en angle recte, la impedància disminuirà, de manera que es produirà un cert fenomen de reflexió del senyal. Podem calcular la impedància equivalent després que l’amplada de la línia augmenti segons la fórmula de càlcul de la impedància esmentada al capítol de la línia de transmissió i, a continuació, calculeu el coeficient de reflexió segons la fórmula empírica:

ρ=(Zs-Z0)/(Zs+Z0)

En general, el canvi d’impedància causat pel cablejat en angle recte està entre el 7% i el 20%, de manera que el coeficient de reflexió màxim és d’uns 0.1. A més, com es pot veure a la figura següent, la impedància de la línia de transmissió canvia al mínim dins de la longitud de la línia W/2 i després torna a la impedància normal després del temps de W/2. Tot el temps de canvi d’impedància és extremadament curt, sovint dins de 10ps. A l’interior, canvis tan ràpids i petits són gairebé insignificants per a la transmissió general del senyal.

Molta gent té aquesta comprensió del cablejat en angle recte. Pensen que la punta és fàcil de transmetre o rebre ones electromagnètiques i generar EMI. Aquesta s’ha convertit en una de les raons per les quals molta gent pensa que el cablejat en angle recte no es pot encaminar. Tanmateix, molts resultats de proves reals mostren que les traces en angle recte no produiran EMI evidents que les línies rectes. Potser el rendiment actual de l’instrument i el nivell de prova restringeixen la precisió de la prova, però almenys il·lustra un problema. La radiació del cablejat en angle recte ja és menor que l’error de mesura del propi instrument.

En general, l’encaminament en angle recte no és tan terrible com s’imaginava. Almenys en aplicacions per sota de GHz, els efectes com la capacitat, la reflexió, l’EMI, etc., gairebé no es reflecteixen a les proves TDR. Els enginyers de disseny de PCB d’alta velocitat encara haurien de centrar-se en el disseny, el disseny d’alimentació/terra i el disseny del cablejat. Via forats i altres aspectes. Per descomptat, tot i que l’impacte del cablejat en angle recte no és molt greu, no vol dir que tots puguem utilitzar el cablejat en angle recte en el futur. L’atenció al detall és la qualitat bàsica que ha de tenir tot bon enginyer. A més, amb el ràpid desenvolupament dels circuits digitals, PCB La freqüència del senyal processada pels enginyers continuarà augmentant. En el camp del disseny de RF per sobre de 10 GHz, aquests petits angles rectes poden convertir-se en el focus de problemes d’alta velocitat.

2. Encaminament diferencial

El senyal diferencial (DifferentialSignal) s’utilitza cada cop més àmpliament en el disseny de circuits d’alta velocitat. El senyal més crític del circuit sovint es dissenya amb una estructura diferencial. Què el fa tan popular? Com garantir el seu bon rendiment en el disseny de PCB? Amb aquestes dues preguntes, passem a la següent part de la discussió.

Què és un senyal diferencial? En termes senzills, l’extrem conductor envia dos senyals iguals i invertits, i l’extrem receptor jutja l’estat lògic “0” o “1” comparant la diferència entre els dos voltatges. El parell de traces que transporten senyals diferencials s’anomena traces diferencials.

En comparació amb les traces de senyal d’un sol extrem ordinari, els senyals diferencials tenen els avantatges més evidents en els tres aspectes següents:

a. Forta capacitat anti-interferència, perquè l’acoblament entre les dues traces diferencials és molt bo. Quan hi ha interferències de soroll des de l’exterior, gairebé s’acoblen a les dues línies al mateix temps, i l’extrem receptor només es preocupa per la diferència entre els dos senyals. Per tant, el soroll en mode comú extern es pot cancel·lar completament. b. Pot suprimir eficaçment l’EMI. Per la mateixa raó, a causa de la polaritat oposada dels dos senyals, els camps electromagnètics radiats per ells es poden cancel·lar mútuament. Com més estret sigui l’acoblament, menys energia electromagnètica es ventilarà al món exterior. c. El posicionament del temps és precís. Com que el canvi d’interruptor del senyal diferencial es troba a la intersecció dels dos senyals, a diferència del senyal ordinari d’un sol extrem, que depèn de les tensions de llindar alt i baix per determinar, es veu menys afectat pel procés i la temperatura, que poden reduir l’error en el temps. , Però també és més adequat per a circuits de senyal de baixa amplitud. L’actual LVDS (signalització diferencial de baixa tensió) es refereix a aquesta tecnologia de senyal diferencial de petita amplitud.

Per als enginyers de PCB, la preocupació més important és com garantir que aquests avantatges del cablejat diferencial es puguin utilitzar plenament en el cablejat real. Potser qualsevol persona que hagi estat en contacte amb Layout entendrà els requisits generals del cablejat diferencial, és a dir, “igual longitud i igual distància”. La longitud igual és garantir que els dos senyals diferencials mantenen polaritats oposades en tot moment i reduir el component de mode comú; la distància igual és principalment per garantir que les impedàncies diferencials de les dues siguin coherents i redueixin les reflexions. “El més a prop possible” és de vegades un dels requisits del cablejat diferencial. Però totes aquestes regles no s’utilitzen per aplicar mecànicament, i molts enginyers sembla que encara no entenen l’essència de la transmissió de senyal diferencial d’alta velocitat.

El següent se centra en diversos malentesos comuns en el disseny del senyal diferencial de PCB.

Malentès 1: es creu que el senyal diferencial no necessita un pla de terra com a camí de retorn, o que les traces diferencials proporcionen un camí de retorn entre si. El motiu d’aquest malentès és que es confonen per fenòmens superficials, o el mecanisme de transmissió del senyal d’alta velocitat no és prou profund. Des de l’estructura de l’extrem receptor de la figura 1-8-15 es pot veure que els corrents emissors dels transistors Q3 i Q4 són iguals i oposats, i els seus corrents a terra s’anul·len entre si exactament (I1=0), de manera que el El circuit diferencial és Rebots similars i altres senyals de soroll que poden existir als plans d’alimentació i terra són insensibles. La cancel·lació de retorn parcial del pla de terra no vol dir que el circuit diferencial no utilitzi el pla de referència com a camí de retorn del senyal. De fet, en l’anàlisi de retorn del senyal, el mecanisme del cablejat diferencial i el cablejat ordinari d’un sol extrem és el mateix, és a dir, els senyals d’alta freqüència es reflueixen sempre al llarg del bucle amb la inductància més petita, la diferència més gran és que, a més de l’acoblament a terra, la línia diferencial també té acoblament mutu. Quin tipus d’acoblament és fort, quin es converteix en el camí de retorn principal. La figura 1-8-16 és un diagrama esquemàtic de la distribució del camp geomagnètic de senyals d’un sol extrem i senyals diferencials.

En el disseny del circuit PCB, l’acoblament entre les traces diferencials és generalment petit, sovint només representa entre el 10 i el 20% del grau d’acoblament, i més és l’acoblament a terra, de manera que el camí de retorn principal de la traça diferencial encara existeix a terra. avió. Quan el pla de terra és discontinu, l’acoblament entre les traces diferencials proporcionarà el camí de retorn principal a l’àrea sense pla de referència, tal com es mostra a la figura 1-8-17. Tot i que la influència de la discontinuïtat del pla de referència en la traça diferencial no és tan greu com la de la traça ordinària d’un sol extrem, encara reduirà la qualitat del senyal diferencial i augmentarà l’EMI, que s’hauria d’evitar tant com sigui possible. . Alguns dissenyadors creuen que el pla de referència sota la traça diferencial es pot eliminar per suprimir alguns senyals de mode comú en la transmissió diferencial. Tanmateix, aquest enfocament no és desitjable en teoria. Com controlar la impedància? No proporcionar un bucle d’impedància de terra per al senyal de mode comú provocarà inevitablement radiació EMI. Aquest enfocament fa més mal que bé.

Malentès 2: es creu que mantenir l’espai igualat és més important que fer coincidir la longitud de la línia. En el disseny de PCB real, sovint no és possible complir els requisits del disseny diferencial alhora. A causa de l’existència de distribució de pins, vies i espai de cablejat, l’objectiu de la concordança de la longitud de la línia s’ha d’aconseguir mitjançant un bobinat adequat, però el resultat ha de ser que algunes àrees del parell diferencial no poden ser paral·leles. Què hem de fer en aquest moment? Quina elecció? Abans de treure conclusions, fem una ullada als resultats de la simulació següents.

A partir dels resultats de simulació anteriors, es pot veure que les formes d’ona de l’Esquema 1 i l’Esquema 2 són gairebé coincidents, és a dir, la influència causada per l’espaiat desigual és mínima. En comparació, la influència del desajust de la longitud de la línia en el temps és molt més gran. (Esquema 3). Des de l’anàlisi teòrica, tot i que l’espaiat inconsistent farà que la impedància diferencial canviï, perquè l’acoblament entre el parell diferencial en si no és significatiu, el rang de canvi d’impedància també és molt petit, normalment dins del 10%, que només equival a una passada. . La reflexió causada pel forat no tindrà un impacte significatiu en la transmissió del senyal. Una vegada que la longitud de la línia no coincideix, a més de la compensació de temps, s’introdueixen components de mode comú al senyal diferencial, la qual cosa redueix la qualitat del senyal i augmenta l’EMI.

Es pot dir que la regla més important en el disseny de traces diferencials de PCB és la longitud de la línia coincident, i altres regles es poden gestionar de manera flexible segons els requisits de disseny i les aplicacions pràctiques.

Malentès 3: pensa que el cablejat del diferencial ha d’estar molt a prop. Mantenir a prop les traces diferencials no és més que millorar el seu acoblament, que no només pot millorar la immunitat al soroll, sinó que també pot fer un ús total de la polaritat oposada del camp magnètic per compensar la interferència electromagnètica al món exterior. Tot i que aquest enfocament és molt beneficiós en la majoria dels casos, no és absolut. Si podem assegurar-nos que estiguin totalment protegits de les interferències externes, no cal que utilitzem un acoblament fort per aconseguir antiinterferències. I el propòsit de suprimir l’EMI. Com podem garantir un bon aïllament i blindatge de les traces diferencials? Augmentar l’espaiat amb altres traces de senyal és una de les maneres més bàsiques. L’energia del camp electromagnètic disminueix amb el quadrat de la distància. En general, quan l’interlineat supera 4 vegades l’amplada de la línia, la interferència entre elles és extremadament feble. Es pot ignorar. A més, l’aïllament pel pla de terra també pot tenir un bon paper de blindatge. Aquesta estructura s’utilitza sovint en el disseny de PCB de paquets IC d’alta freqüència (per sobre de 10G). S’anomena estructura CPW, que pot garantir una impedància diferencial estricta. Control (2Z0), tal com es mostra a la figura 1-8-19.

Les traces diferencials també es poden executar en diferents capes de senyal, però aquest mètode generalment no es recomana, perquè les diferències d’impedància i vies produïdes per diferents capes destruiran l’efecte de la transmissió en mode diferencial i introduiran soroll en mode comú. A més, si les dues capes adjacents no estan estretament acoblades, reduirà la capacitat de la traça diferencial de resistir el soroll, però si podeu mantenir una distància adequada de les traces circumdants, la diafonia no és un problema. A freqüències generals (per sota de GHz), l’EMI no serà un problema seriós. Els experiments han demostrat que l’atenuació de l’energia irradiada a una distància de 500 mils d’una traça diferencial ha arribat als 60 dB a una distància de 3 metres, la qual cosa és suficient per complir amb l’estàndard de radiació electromagnètica de la FCC, de manera que el dissenyador no s’ha de preocupar massa. molt sobre la incompatibilitat electromagnètica causada per un acoblament de línia diferencial insuficient.

3. Línia serpentina

La línia de serp és un tipus de mètode d’encaminament que s’utilitza sovint a Layout. El seu objectiu principal és ajustar el retard per satisfer els requisits de disseny de cronometratge del sistema. El dissenyador primer ha de tenir aquesta comprensió: la línia serpentina destruirà la qualitat del senyal, canviarà el retard de transmissió i intentarà evitar-ne el seu ús durant el cablejat. Tanmateix, en el disseny real, per tal d’assegurar que el senyal tingui un temps de retenció suficient o per reduir el temps de compensació entre el mateix grup de senyals, sovint és necessari enrotllar el cable deliberadament.

Aleshores, quin efecte té la línia serpentina en la transmissió del senyal? A què he de prestar atenció a l’hora de fer el cablejat? Els dos paràmetres més crítics són la longitud d’acoblament paral·lel (Lp) i la distància d’acoblament (S), tal com es mostra a la figura 1-8-21. Òbviament, quan el senyal es transmet a la traça serpentina, els segments de línia paral·lels s’acoblaran en un mode diferencial. Com més petit sigui S i més gran Lp, més gran serà el grau d’acoblament. Pot fer que el retard de transmissió es redueixi i la qualitat del senyal es redueixi molt a causa de la diafonia. El mecanisme pot fer referència a l’anàlisi de la diafonia en mode comú i en mode diferencial al capítol 3.

A continuació, es mostren alguns suggeriments per als enginyers de disseny quan tracten línies serpentines:

1. Intenta augmentar la distància (S) dels segments de línia paral·lels, almenys superior a 3H, H es refereix a la distància des de la traça del senyal fins al pla de referència. En termes senzills, és fer un gran revolt. Mentre S sigui prou gran, l’efecte d’acoblament mutu es pot evitar gairebé completament. 2. Reduïu la longitud d’acoblament Lp. Quan el retard de doble Lp s’acosta o supera el temps d’augment del senyal, la diafonia generada arribarà a la saturació. 3. El retard de transmissió del senyal causat per la línia serpentina de la Strip-Line o Embedded Micro-strip és menor que el de la Micro-strip. En teoria, la línia de banda no afectarà la velocitat de transmissió a causa de la diafonia en mode diferencial. 4. Per a les línies de senyal d’alta velocitat i aquelles amb requisits de temps estrictes, intenteu no utilitzar línies serpentejants, especialment en àrees petites. 5. Sovint podeu utilitzar traces serpentines en qualsevol angle, com l’estructura C de la figura 1-8-20, que pot reduir eficaçment l’acoblament mutu. 6. En el disseny de PCB d’alta velocitat, la línia serpentina no té l’anomenada capacitat de filtratge o anti-interferència, i només pot reduir la qualitat del senyal, de manera que només s’utilitza per a la concordança de temps i no té cap altre propòsit. 7. De vegades podeu considerar l’encaminament en espiral per a la bobina. La simulació mostra que el seu efecte és millor que l’encaminament de serpentina normal.