Lay-out is een van de meest elementaire vaardigheden voor PCB-ontwerpingenieurs. De kwaliteit van de bedrading heeft direct invloed op de prestaties van het hele systeem. De meeste snelle ontwerptheorieën moeten uiteindelijk worden geïmplementeerd en geverifieerd via Layout. Het is duidelijk dat bedrading erg belangrijk is bij snelle printplaat ontwerp. Het volgende zal de rationaliteit analyseren van sommige situaties die zich in de werkelijke bedrading kunnen voordoen, en enkele meer geoptimaliseerde routeringsstrategieën geven.

Het wordt voornamelijk verklaard vanuit drie aspecten: haakse bedrading, differentiële bedrading en serpentinebedrading.

1. Rechthoekige routering

Haakse bedrading is over het algemeen een situatie die zoveel mogelijk moet worden vermeden bij PCB-bedrading, en het is bijna een van de normen geworden voor het meten van de kwaliteit van bedrading. Dus hoeveel invloed zal de haakse bedrading hebben op de signaaloverdracht? In principe zal een haakse routering de lijnbreedte van de transmissielijn veranderen, waardoor een discontinuïteit in de impedantie ontstaat. In feite kunnen niet alleen haakse routing, maar ook hoeken en acute-angle routing impedantieveranderingen veroorzaken.

De invloed van haakse routering op het signaal komt vooral tot uiting in drie aspecten:

Een daarvan is dat de hoek gelijk kan zijn aan de capacitieve belasting op de transmissielijn, wat de stijgtijd vertraagt; de tweede is dat de discontinuïteit van de impedantie signaalreflectie zal veroorzaken; de derde is de EMI die wordt gegenereerd door de haakse punt.

De parasitaire capaciteit veroorzaakt door de rechte hoek van de transmissielijn kan worden berekend met de volgende empirische formule:

C=61W(Er)1/2/Z0

In de bovenstaande formule verwijst C naar de equivalente capaciteit van de hoek (eenheid: pF), W verwijst naar de breedte van het spoor (eenheid: inch), εr verwijst naar de diëlektrische constante van het medium en Z0 is de karakteristieke impedantie van de transmissielijn. Voor een transmissielijn van 4Mils van 50 ohm (εr is 4.3), is de capaciteit die wordt veroorzaakt door een rechte hoek ongeveer 0.0101 pF, en dan kan de verandering in de stijgtijd die hierdoor wordt veroorzaakt worden geschat:

T10-90%=2.2CZ0/2=2.20.010150/2=0.556ps

Door berekening kan worden gezien dat het capaciteitseffect dat wordt veroorzaakt door het rechte hoekspoor extreem klein is.

Naarmate de lijnbreedte van het haakse spoor groter wordt, zal de impedantie daar afnemen, waardoor een bepaald signaalreflectiefenomeen zal optreden. We kunnen de equivalente impedantie berekenen nadat de lijnbreedte toeneemt volgens de impedantieberekeningsformule die wordt genoemd in het hoofdstuk over de transmissielijn, en vervolgens de reflectiecoëfficiënt berekenen volgens de empirische formule:

ρ=(Zs-Z0)/(Zs+Z0)

Over het algemeen ligt de impedantieverandering die wordt veroorzaakt door haakse bedrading tussen 7% -20%, dus de maximale reflectiecoëfficiënt is ongeveer 0.1. Bovendien, zoals te zien is in de onderstaande afbeelding, verandert de impedantie van de transmissielijn naar het minimum binnen de lengte van de W/2-lijn en keert vervolgens terug naar de normale impedantie na de tijd van W/2. De gehele impedantieveranderingstijd is extreem kort, vaak binnen 10ps. Binnenin zijn zulke snelle en kleine veranderingen bijna te verwaarlozen voor algemene signaaloverdracht.

Veel mensen hebben dit begrip van haakse bedrading. Ze denken dat de tip gemakkelijk elektromagnetische golven kan verzenden of ontvangen en EMI kan genereren. Dit is een van de redenen geworden waarom veel mensen denken dat haakse bedrading niet kan worden gerouteerd. Veel daadwerkelijke testresultaten laten echter zien dat rechthoekige sporen geen duidelijke EMI zullen produceren dan rechte lijnen. Misschien beperken de huidige instrumentprestaties en het testniveau de nauwkeurigheid van de test, maar het illustreert in ieder geval een probleem. De uitstraling van de haakse bedrading is al kleiner dan de meetfout van het instrument zelf.

Over het algemeen is de haakse routering niet zo verschrikkelijk als gedacht. In ieder geval in toepassingen onder GHz worden effecten zoals capaciteit, reflectie, EMI, etc. nauwelijks weerspiegeld in TDR-tests. High-speed PCB-ontwerpingenieurs moeten zich nog steeds concentreren op lay-out, stroom-/aardingsontwerp en bedradingsontwerp. Via gaten en andere aspecten. Natuurlijk, hoewel de impact van haakse bedrading niet erg ernstig is, betekent dit niet dat we in de toekomst allemaal haakse bedrading kunnen gebruiken. Aandacht voor detail is de basiskwaliteit die elke goede ingenieur moet hebben. Bovendien zal met de snelle ontwikkeling van digitale schakelingen, PCB De frequentie van het signaal dat door ingenieurs wordt verwerkt, blijven toenemen. Op het gebied van RF-ontwerp boven 10GHz kunnen deze kleine rechte hoeken de focus worden van problemen met hoge snelheden.

2. Differentiële routering

Differentieelsignaal (DifferentialSignal) wordt steeds vaker gebruikt bij het ontwerpen van hogesnelheidscircuits. Het meest kritische signaal in het circuit is vaak ontworpen met een differentiële structuur. Wat maakt het zo populair? Hoe zorg je voor goede prestaties in PCB-ontwerp? Met deze twee vragen gaan we naar het volgende deel van de discussie.

Wat is een differentieel signaal? In termen van de leek zendt het aandrijvende uiteinde twee gelijke en geïnverteerde signalen, en het ontvangende uiteinde beoordeelt de logische toestand “0” of “1” door het verschil tussen de twee spanningen te vergelijken. Het paar sporen dat differentiële signalen draagt, wordt differentiële sporen genoemd.

Vergeleken met gewone single-ended signaalsporen, hebben differentiële signalen de meest voor de hand liggende voordelen in de volgende drie aspecten:

A. Sterk anti-interferentievermogen, omdat de koppeling tussen de twee differentiële sporen zeer goed is. Wanneer er ruisinterferentie van buitenaf is, zijn ze bijna tegelijkertijd aan de twee lijnen gekoppeld, en de ontvangende kant geeft alleen om het verschil tussen de twee signalen. Daarom kan de externe common-mode-ruis volledig worden geannuleerd. B. Het kan EMI effectief onderdrukken. Om dezelfde reden kunnen de door hen uitgestraalde elektromagnetische velden elkaar opheffen vanwege de tegengestelde polariteit van de twee signalen. Hoe strakker de koppeling, hoe minder elektromagnetische energie naar de buitenwereld wordt afgevoerd. C. De timing positionering is nauwkeurig. Omdat de schakelaarverandering van het differentiële signaal zich op het snijpunt van de twee signalen bevindt, in tegenstelling tot het gewone single-ended signaal, dat afhankelijk is van de te bepalen hoge en lage drempelspanningen, wordt het minder beïnvloed door het proces en de temperatuur, die kunnen verminder de fout in de timing. , Maar ook meer geschikt voor signaalcircuits met een lage amplitude. De huidige populaire LVDS (lowvoltage differentialsignaling) verwijst naar deze differentiële signaaltechnologie met kleine amplitude.

Voor PCB-ingenieurs is de grootste zorg hoe ervoor te zorgen dat deze voordelen van differentiële bedrading volledig kunnen worden benut in de werkelijke bedrading. Misschien begrijpt iedereen die contact heeft gehad met Layout de algemene vereisten van differentiële bedrading, dat wil zeggen “gelijke lengte en gelijke afstand”. De gelijke lengte is om ervoor te zorgen dat de twee differentiële signalen te allen tijde tegengestelde polariteiten behouden en de common-mode-component te verminderen; de gelijke afstand is voornamelijk om ervoor te zorgen dat de differentiële impedanties van de twee consistent zijn en reflecties verminderen. “Zo dicht mogelijk” is soms een van de vereisten van differentiële bedrading. Maar al deze regels worden niet gebruikt om mechanisch toe te passen, en veel ingenieurs lijken de essentie van differentiële signaaltransmissie met hoge snelheid nog steeds niet te begrijpen.

Het volgende richt zich op verschillende veelvoorkomende misverstanden bij het ontwerpen van differentiële signaalsignalen van PCB’s.

Misverstand 1: Er wordt aangenomen dat het differentiële signaal geen grondvlak nodig heeft als retourpad, of dat de differentiële sporen een retourpad voor elkaar verschaffen. De reden voor dit misverstand is dat ze in de war zijn door oppervlakkige verschijnselen, of dat het mechanisme van snelle signaaloverdracht niet diep genoeg is. Uit de structuur van de ontvangende kant van figuur 1-8-15 blijkt dat de emitterstromen van de transistoren Q3 en Q4 gelijk en tegengesteld zijn, en dat hun stromen aan de grond elkaar precies opheffen (I1=0), dus de differentiële circuit is Vergelijkbare bounces en andere ruissignalen die kunnen bestaan ​​op de stroom- en grondvlakken zijn ongevoelig. De gedeeltelijke retourannulering van het grondvlak betekent niet dat het differentieelcircuit het referentievlak niet als signaalretourpad gebruikt. In feite is in de signaalretouranalyse het mechanisme van differentiële bedrading en gewone single-ended bedrading hetzelfde, dat wil zeggen dat hoogfrequente signalen altijd terugvloeien langs de lus met de kleinste inductantie, het grootste verschil is dat naast de koppeling aan de grond, heeft de differentiële lijn ook onderlinge koppeling. Welk soort koppeling is sterk, welke wordt het hoofdretourpad. Figuur 1-8-16 is een schematisch diagram van de geomagnetische veldverdeling van enkelzijdige signalen en differentiële signalen.

In PCB-circuitontwerp is de koppeling tussen differentiële sporen over het algemeen klein, vaak slechts goed voor 10 tot 20% van de koppelingsgraad, en meer is de koppeling met de grond, dus het hoofdretourpad van het differentiële spoor bestaat nog steeds op de grond vlak . Wanneer het grondvlak discontinu is, zal de koppeling tussen de differentiële sporen het hoofdretourpad vormen in het gebied zonder referentievlak, zoals weergegeven in figuur 1-8-17. Hoewel de invloed van de discontinuïteit van het referentievlak op het differentiële spoor niet zo ernstig is als dat van het gewone enkelzijdige spoor, zal het toch de kwaliteit van het differentiële signaal verminderen en EMI verhogen, wat zoveel mogelijk moet worden vermeden . Sommige ontwerpers zijn van mening dat het referentievlak onder het differentiële spoor kan worden verwijderd om sommige common mode-signalen in differentiële transmissie te onderdrukken. Deze benadering is in theorie echter niet wenselijk. Hoe de impedantie te regelen? Het niet leveren van een aardimpedantielus voor het common-mode-signaal zal onvermijdelijk EMI-straling veroorzaken. Deze aanpak doet meer kwaad dan goed.

Misverstand 2: Er wordt aangenomen dat gelijke afstanden belangrijker zijn dan het afstemmen van de lijnlengte. In de werkelijke PCB-lay-out is het vaak niet mogelijk om tegelijkertijd aan de vereisten van differentieel ontwerp te voldoen. Vanwege het bestaan ​​van pindistributie, via’s en bedradingsruimte, moet het doel van lijnlengte-aanpassing worden bereikt door de juiste wikkeling, maar het resultaat moet zijn dat sommige gebieden van het differentiële paar niet parallel kunnen zijn. Wat moeten we doen op dit moment? Welke keuze? Laten we, voordat we conclusies trekken, eens kijken naar de volgende simulatieresultaten.

Uit de bovenstaande simulatieresultaten blijkt dat de golfvormen van Schema 1 en Schema 2 bijna samenvallen, dat wil zeggen dat de invloed die wordt veroorzaakt door de ongelijke tussenruimte minimaal is. Ter vergelijking: de invloed van de mismatch van de lijnlengte op de timing is veel groter. (Schema 3). Uit de theoretische analyse, hoewel de inconsistente tussenruimte ervoor zorgt dat de differentiële impedantie verandert, omdat de koppeling tussen het differentiële paar zelf niet significant is, is het bereik van de impedantieverandering ook erg klein, meestal binnen 10%, wat slechts equivalent is aan één doorgang . De reflectie veroorzaakt door het gat zal geen significante invloed hebben op de signaaloverdracht. Zodra de lijnlengte niet overeenkomt, worden naast de timing-offset common-mode-componenten in het differentiële signaal geïntroduceerd, wat de kwaliteit van het signaal vermindert en de EMI verhoogt.

Er kan worden gezegd dat de belangrijkste regel bij het ontwerp van PCB-differentiële sporen de overeenkomende lijnlengte is, en andere regels kunnen flexibel worden gehanteerd volgens ontwerpvereisten en praktische toepassingen.

Misverstand 3: Denk dat de differentieelbedrading heel dichtbij moet zijn. Het dicht bij elkaar houden van de differentiële sporen is niets meer dan het verbeteren van hun koppeling, wat niet alleen de immuniteit voor ruis kan verbeteren, maar ook volledig gebruik kan maken van de tegenovergestelde polariteit van het magnetische veld om elektromagnetische interferentie naar de buitenwereld te compenseren. Hoewel deze benadering in de meeste gevallen zeer gunstig is, is deze niet absoluut. Als we ervoor kunnen zorgen dat ze volledig zijn afgeschermd tegen externe interferentie, hoeven we geen sterke koppeling te gebruiken om anti-interferentie te bereiken. En het doel van het onderdrukken van EMI. Hoe zorgen we voor een goede isolatie en afscherming van differentiële sporen? Het vergroten van de afstand met andere signaalsporen is een van de meest elementaire manieren. De elektromagnetische veldenergie neemt af met het kwadraat van de afstand. Over het algemeen is de interferentie ertussen extreem zwak wanneer de regelafstand 4 keer de lijnbreedte overschrijdt. Kan worden genegeerd. Daarnaast kan isolatie door het grondvlak ook een goede afschermende rol spelen. Deze structuur wordt vaak gebruikt in hoogfrequent (boven 10G) IC-pakket PCB-ontwerp. Het wordt een CPW-structuur genoemd, die een strikte differentiële impedantie kan garanderen. Bediening (2Z0), zoals weergegeven in figuur 1-8-19.

Differentiële sporen kunnen ook in verschillende signaallagen lopen, maar deze methode wordt over het algemeen niet aanbevolen, omdat de verschillen in impedantie en via’s die door verschillende lagen worden geproduceerd, het effect van differentiële modustransmissie vernietigen en common-mode-ruis introduceren. Bovendien, als de aangrenzende twee lagen niet nauw zijn gekoppeld, zal het vermogen van het differentiële spoor om ruis te weerstaan, verminderen, maar als u een juiste afstand tot de omringende sporen kunt behouden, is overspraak geen probleem. Bij algemene frequenties (onder GHz) zal EMI geen serieus probleem zijn. Experimenten hebben aangetoond dat de demping van uitgestraalde energie op een afstand van 500 mils van een differentieelspoor 60 dB heeft bereikt op een afstand van 3 meter, wat voldoende is om te voldoen aan de FCC elektromagnetische stralingsnorm, dus de ontwerper hoeft zich ook geen zorgen te maken veel over de elektromagnetische incompatibiliteit veroorzaakt door onvoldoende differentiële lijnkoppeling.

3. Serpentine lijn

Snake-lijn is een type routeringsmethode die vaak wordt gebruikt in Layout. Het belangrijkste doel is om de vertraging aan te passen aan de ontwerpvereisten van de systeemtiming. De ontwerper moet eerst dit inzicht hebben: de kronkelige lijn zal de signaalkwaliteit vernietigen, de transmissievertraging veranderen en proberen het gebruik ervan bij de bedrading te vermijden. In het werkelijke ontwerp is het echter vaak nodig om de draad opzettelijk op te winden om ervoor te zorgen dat het signaal voldoende houdtijd heeft, of om de tijdverschuiving tussen dezelfde groep signalen te verminderen.

Dus, welk effect heeft de kronkelige lijn op de signaaloverdracht? Waar moet ik op letten bij het bekabelen? De twee meest kritische parameters zijn de parallelle koppelingslengte (Lp) en de koppelingsafstand (S), zoals weergegeven in figuur 1-8-21. Het is duidelijk dat wanneer het signaal wordt verzonden op het kronkelige spoor, de parallelle lijnsegmenten in een differentiële modus worden gekoppeld. Hoe kleiner de S en hoe groter de Lp, hoe groter de mate van koppeling. Het kan ertoe leiden dat de transmissievertraging wordt verminderd en dat de signaalkwaliteit aanzienlijk wordt verminderd als gevolg van overspraak. Het mechanisme kan verwijzen naar de analyse van common mode en differential mode crosstalk in hoofdstuk 3.

Hier volgen enkele suggesties voor lay-outingenieurs bij het omgaan met kronkelige lijnen:

1. Probeer de afstand (S) van parallelle lijnsegmenten te vergroten, in ieder geval groter dan 3H, H verwijst naar de afstand van het signaalspoor tot het referentievlak. In lekentaal is het om een ​​grote bocht te nemen. Zolang S groot genoeg is, kan het onderlinge koppelingseffect vrijwel volledig worden vermeden. 2. Verklein de koppelingslengte Lp. Wanneer de dubbele Lp-vertraging de signaalstijgtijd nadert of overschrijdt, zal de gegenereerde overspraak verzadiging bereiken. 3. De vertraging van de signaaloverdracht die wordt veroorzaakt door de serpentinelijn van de Strip-Line of Embedded Micro-strip is minder dan die van de Micro-strip. In theorie heeft de striplijn geen invloed op de transmissiesnelheid vanwege overspraak in differentiële modus. 4. Probeer voor hogesnelheidssignaallijnen en die met strikte timingvereisten geen serpentinelijnen te gebruiken, vooral in kleine gebieden. 5. Je kunt vaak kronkelige sporen onder elke hoek gebruiken, zoals de C-structuur in figuur 1-8-20, die onderlinge koppeling effectief kan verminderen. 6. In high-speed PCB-ontwerp heeft de serpentinelijn niet het zogenaamde filter- of anti-interferentievermogen en kan alleen de signaalkwaliteit verminderen, dus het wordt alleen gebruikt voor timing-matching en heeft geen ander doel. 7. Soms kunt u overwegen om spiraalsgewijs te wikkelen. Simulatie laat zien dat het effect beter is dan normale serpentine routing.