Layout er en af ​​de mest grundlæggende jobfærdigheder for PCB-designingeniører. Kvaliteten af ​​ledningerne vil direkte påvirke ydeevnen af ​​hele systemet. De fleste højhastighedsdesignteorier skal endelig implementeres og verificeres gennem Layout. Det kan ses, at ledninger er meget vigtige i højhastigheds-printkort design. Det følgende vil analysere rationaliteten af ​​nogle situationer, der kan opstå i faktiske ledninger, og give nogle mere optimerede routingstrategier.

Det forklares hovedsageligt ud fra tre aspekter: retvinklet ledninger, differentialledninger og serpentine ledninger.

1. Retvinklet fræsning

Retvinklet ledningsføring er generelt en situation, der skal undgås så meget som muligt i PCB ledninger, og det er næsten blevet en af ​​standarderne for måling af kvaliteten af ​​ledninger. Så hvor stor indflydelse vil den retvinklede ledning have på signaltransmissionen? I princippet vil retvinklet routing ændre transmissionslinjens linjebredde, hvilket forårsager diskontinuitet i impedansen. Faktisk kan ikke kun retvinklet routing, men også hjørner og spidsvinklet routing forårsage impedansændringer.

Indflydelsen af ​​retvinklet routing på signalet afspejles hovedsageligt i tre aspekter:

Den ene er, at hjørnet kan svare til den kapacitive belastning på transmissionsledningen, hvilket bremser stigningstiden; den anden er, at impedansdiskontinuiteten vil forårsage signalreflektion; den tredje er EMI genereret af den retvinklede spids.

Den parasitiske kapacitans forårsaget af den rette vinkel på transmissionslinjen kan beregnes ved følgende empiriske formel:

C = 61W (Er) 1/2/Z0

I ovenstående formel refererer C til den ækvivalente kapacitans af hjørnet (enhed: pF), W refererer til bredden af ​​sporet (enhed: tomme), εr refererer til mediets dielektriske konstant, og Z0 er den karakteristiske impedans af transmissionsledningen. For eksempel, for en 4Mils 50 ohm transmissionslinje (εr er 4.3), er kapacitansen bragt af en ret vinkel omkring 0.0101pF, og så kan stigningstidsændringen forårsaget af dette estimeres:

T10-90%=2.2CZ0/2=2.20.010150/2=0.556ps

Det kan ses gennem beregning, at kapacitanseffekten, som den retvinklede kurve medfører, er ekstrem lille.

Efterhånden som linjebredden af ​​den retvinklede kurve øges, vil impedansen der falde, så der vil opstå et vist signalreflektionsfænomen. Vi kan beregne den ækvivalente impedans, efter at linjebredden stiger i henhold til impedansberegningsformlen, der er nævnt i transmissionslinjekapitlet, og derefter beregne reflektionskoefficienten i henhold til den empiriske formel:

ρ=(Zs-Z0)/(Zs+Z0)

Generelt er impedansændringen forårsaget af retvinklet ledning mellem 7%-20%, så den maksimale reflektionskoefficient er omkring 0.1. Desuden, som det kan ses af nedenstående figur, ændres impedansen af ​​transmissionslinjen til minimum inden for længden af ​​W/2-linjen og vender derefter tilbage til den normale impedans efter tidspunktet for W/2. Hele impedansændringstiden er ekstremt kort, ofte inden for 10ps. Indvendigt er sådanne hurtige og små ændringer næsten ubetydelige for generel signaltransmission.

Mange mennesker har denne forståelse af retvinklede ledninger. De tror, ​​at spidsen er let at transmittere eller modtage elektromagnetiske bølger og generere EMI. Dette er blevet en af ​​grundene til, at mange mennesker tror, ​​at retvinklede ledninger ikke kan trækkes. Imidlertid viser mange faktiske testresultater, at retvinklede spor ikke vil producere tydelig EMI end lige linjer. Måske begrænser den aktuelle instrumentydelse og testniveauet testens nøjagtighed, men det illustrerer i det mindste et problem. Strålingen fra den retvinklede ledning er allerede mindre end målefejlen for selve instrumentet.

Generelt er den retvinklede routing ikke så forfærdelig som forestillet. I hvert fald i applikationer under GHz afspejles eventuelle effekter som kapacitans, refleksion, EMI osv. næppe i TDR-test. Højhastigheds PCB-designingeniører bør stadig fokusere på layout, strøm/jorddesign og ledningsdesign. Via huller og andre aspekter. Selv om virkningen af ​​retvinklede ledninger ikke er særlig alvorlige, betyder det selvfølgelig ikke, at vi alle kan bruge retvinklede ledninger i fremtiden. Opmærksomhed på detaljer er den grundlæggende kvalitet, som enhver god ingeniør skal have. Desuden, med den hurtige udvikling af digitale kredsløb, PCB Frekvensen af ​​signalet behandlet af ingeniører vil fortsætte med at stige. Inden for RF-design over 10GHz kan disse små rette vinkler blive fokus for højhastighedsproblemer.

2. Differential routing

Differentialsignal (DifferentialSignal) er mere og mere udbredt i højhastighedskredsløbsdesign. Det mest kritiske signal i kredsløbet er ofte designet med en differentiel struktur. Hvad gør det så populært? Hvordan sikrer man dens gode ydeevne i PCB-design? Med disse to spørgsmål går vi videre til næste del af diskussionen.

Hvad er et differentielt signal? I lægmandssprog sender den drivende ende to lige store og inverterede signaler, og den modtagende ende bedømmer den logiske tilstand “0” eller “1” ved at sammenligne forskellen mellem de to spændinger. Det par af spor, der bærer differentielle signaler, kaldes differentielle spor.

Sammenlignet med almindelige single-ended signalspor har differentielle signaler de mest åbenlyse fordele i følgende tre aspekter:

en. Stærk anti-interferensevne, fordi koblingen mellem de to differentialspor er meget god. Når der er støjinterferens udefra, er de næsten koblet til de to linjer på samme tid, og den modtagende ende bekymrer sig kun om forskellen mellem de to signaler. Derfor kan den eksterne common mode-støj annulleres fuldstændigt. b. Det kan effektivt undertrykke EMI. Af samme grund, på grund af den modsatte polaritet af de to signaler, kan de elektromagnetiske felter, der udstråles af dem, ophæve hinanden. Jo tættere koblingen er, jo mindre elektromagnetisk energi udluftes til omverdenen. c. Timingpositioneringen er nøjagtig. Fordi switch-ændringen af ​​differentialsignalet er placeret i skæringspunktet mellem de to signaler, i modsætning til det almindelige single-ended signal, som afhænger af de høje og lave tærskelspændinger at bestemme, er det mindre påvirket af processen og temperaturen, som kan reducere fejlen i timingen. , Men også mere velegnet til signalkredsløb med lav amplitude. Den nuværende populære LVDS (lowvoltagedifferentialsignaling) refererer til denne lille amplitude differential signalteknologi.

For PCB-ingeniører er den største bekymring, hvordan man sikrer, at disse fordele ved differentialledninger kan udnyttes fuldt ud i faktiske ledninger. Måske vil enhver, der har været i kontakt med Layout, forstå de generelle krav til differentialledninger, det vil sige “lige længde og lige afstand”. Den samme længde er for at sikre, at de to differentielle signaler opretholder modsatte polariteter til enhver tid og reducerer common mode-komponenten; den samme afstand er hovedsageligt for at sikre, at de to forskellige impedanser er konsistente og reducere refleksioner. “Så tæt på som muligt” er nogle gange et af kravene til differentialledninger. Men alle disse regler bruges ikke til at anvende mekanisk, og mange ingeniører ser ud til stadig ikke at forstå essensen af ​​højhastigheds differentialsignaltransmission.

Det følgende fokuserer på flere almindelige misforståelser i PCB differentialsignaldesign.

Misforståelse 1: Det menes, at differentialsignalet ikke behøver et jordplan som returvej, eller at differentialsporene giver en returvej for hinanden. Årsagen til denne misforståelse er, at de er forvirrede af overfladiske fænomener, eller at mekanismen for højhastighedssignaltransmission ikke er dyb nok. Det kan ses af opbygningen af ​​modtagerenden i figur 1-8-15, at emitterstrømmene for transistorerne Q3 og Q4 er lige store og modsatte, og deres strømme ved jorden ophæver hinanden nøjagtigt (I1=0), så Differentialkredsløb er Lignende afvisninger og andre støjsignaler, der kan eksistere på strøm- og stelplanerne, er ufølsomme. Den delvise returannullering af jordplanet betyder ikke, at differentialkredsløbet ikke bruger referenceplanet som signalreturvejen. Faktisk i signalreturanalysen er mekanismen for differentialledninger og almindelige single-ended ledninger den samme, det vil sige, at højfrekvente signaler altid Reflow langs løkken med den mindste induktans, den største forskel er, at der ud over koblingen til jorden, differentiallinjen har også gensidig kobling. Hvilken slags kobling er stærk, hvilken bliver hovedreturvejen. Figur 1-8-16 er et skematisk diagram af den geomagnetiske feltfordeling af single-ended signaler og differentialsignaler.

I PCB-kredsløbsdesign er koblingen mellem differentielle spor generelt lille, ofte kun tegner sig for 10 til 20% af koblingsgraden, og mere er koblingen til jorden, så den primære returvej for differentialsporet eksisterer stadig på jorden fly. Når jordplanet er diskontinuerligt, vil koblingen mellem differentialsporene give hovedreturvejen i området uden referenceplan, som vist i figur 1-8-17. Selvom indflydelsen af ​​diskontinuiteten af ​​referenceplanet på differentialsporingen ikke er så alvorlig som den for den almindelige single-ended trace, vil den stadig reducere kvaliteten af ​​differentialsignalet og øge EMI, hvilket bør undgås så meget som muligt . Nogle designere mener, at referenceplanet under differentialsporingen kan fjernes for at undertrykke nogle common mode-signaler i differentiel transmission. Denne tilgang er dog ikke ønskværdig i teorien. Hvordan styres impedansen? Ikke at give en jordimpedansløkke til common-mode signalet vil uundgåeligt forårsage EMI-stråling. Denne tilgang gør mere skade end gavn.

Misforståelse 2: Det menes, at det er vigtigere at holde ens mellemrum end at matche linjelængden. I egentlig PCB-layout er det ofte ikke muligt at opfylde kravene til differentialdesign på samme tid. På grund af eksistensen af ​​benfordeling, vias og ledningsplads, skal formålet med linjelængdetilpasning opnås gennem korrekt vikling, men resultatet må være, at nogle områder af differentialparret ikke kan være parallelle. Hvad skal vi gøre på dette tidspunkt? Hvilket valg? Før vi drager konklusioner, lad os tage et kig på følgende simuleringsresultater.

Ud fra ovenstående simuleringsresultater kan det ses, at bølgeformerne i skema 1 og skema 2 er næsten sammenfaldende, det vil sige, at påvirkningen forårsaget af den ulige afstand er minimal. Til sammenligning er indflydelsen af ​​linjelængdemismatch på timingen meget større. (Skema 3). Ud fra den teoretiske analyse er impedansændringsområdet også meget lille, sædvanligvis inden for 10 %, hvilket kun svarer til én passage, selv om den inkonsistente afstand vil få differentialimpedansen til at ændre sig, fordi koblingen mellem selve differentialparret ikke er signifikant. . Refleksionen forårsaget af hullet vil ikke have en væsentlig indflydelse på signaltransmissionen. Når først linjelængden ikke stemmer overens, indføres der ud over tidsforskydningen common mode-komponenter i differentialsignalet, hvilket reducerer kvaliteten af ​​signalet og øger EMI.

Det kan siges, at den vigtigste regel i design af PCB-differentialspor er den matchende linjelængde, og andre regler kan håndteres fleksibelt i henhold til designkrav og praktiske anvendelser.

Misforståelse 3: Tænk, at differentialledningen skal være meget tæt. At holde differentialsporene tæt på er intet andet end at forbedre deres kobling, hvilket ikke kun kan forbedre immuniteten over for støj, men også gøre fuld brug af magnetfeltets modsatte polaritet for at udligne elektromagnetisk interferens til omverdenen. Selvom denne tilgang er meget gavnlig i de fleste tilfælde, er den ikke absolut. Hvis vi kan sikre, at de er fuldt afskærmet mod ekstern interferens, så behøver vi ikke bruge stærk kobling for at opnå anti-interferens. Og formålet med at undertrykke EMI. Hvordan kan vi sikre god isolering og afskærmning af differentialspor? At øge afstanden med andre signalspor er en af ​​de mest grundlæggende måder. Den elektromagnetiske feltenergi falder med kvadratet på afstanden. Generelt, når linjeafstanden overstiger 4 gange linjebredden, er interferensen mellem dem ekstremt svag. Kan ignoreres. Derudover kan isolering af jordplanet også spille en god afskærmende rolle. Denne struktur bruges ofte i højfrekvent (over 10G) IC-pakke PCB-design. Det kaldes en CPW-struktur, som kan sikre streng differentialimpedans. Kontrol (2Z0), som vist i figur 1-8-19.

Differentielle spor kan også køre i forskellige signallag, men denne metode anbefales generelt ikke, fordi forskellene i impedans og vias produceret af forskellige lag vil ødelægge effekten af ​​differential mode transmission og introducere common mode støj. Derudover, hvis de tilstødende to lag ikke er tæt koblet, vil det reducere differentialsporingens evne til at modstå støj, men hvis du kan holde en ordentlig afstand fra de omgivende spor, er krydstale ikke et problem. Ved generelle frekvenser (under GHz) vil EMI ikke være et alvorligt problem. Eksperimenter har vist, at dæmpningen af ​​udstrålet energi i en afstand på 500 mils fra et differentialspor har nået 60 dB i en afstand på 3 meter, hvilket er tilstrækkeligt til at opfylde FCCs elektromagnetiske strålingsstandard, så designeren behøver ikke at bekymre sig også meget om den elektromagnetiske inkompatibilitet forårsaget af utilstrækkelig differentialledningskobling.

3. Serpentine line

Snake line er en type routingmetode, der ofte bruges i Layout. Dens hovedformål er at justere forsinkelsen for at opfylde kravene til systemtimingdesign. Designeren skal først have denne forståelse: Serpentinlinjen vil ødelægge signalkvaliteten, ændre transmissionsforsinkelsen og forsøge at undgå at bruge den ved ledningsføring. For at sikre, at signalet har tilstrækkelig holdetid, eller for at reducere tidsforskydningen mellem den samme gruppe af signaler, er det dog ofte nødvendigt at vikle ledningen bevidst.

Så hvilken effekt har serpentinlinjen på signaltransmission? Hvad skal jeg være opmærksom på ved ledningsføring? De to mest kritiske parametre er den parallelle koblingslængde (Lp) og koblingsafstanden (S), som vist i figur 1-8-21. Når signalet transmitteres på serpentinsporet, vil de parallelle linjesegmenter naturligvis blive koblet i en differentiel tilstand. Jo mindre S og jo større Lp, jo større grad af kobling. Det kan medføre, at transmissionsforsinkelsen reduceres, og signalkvaliteten reduceres kraftigt på grund af krydstale. Mekanismen kan henvise til analysen af ​​common mode og differential mode crosstalk i kapitel 3.

Følgende er nogle forslag til Layout-ingeniører, når de beskæftiger sig med serpentinlinjer:

1. Prøv at øge afstanden (S) af parallelle linjestykker, mindst større end 3H, H henviser til afstanden fra signalsporet til referenceplanet. I lægmandssprog er det at gå rundt i et stort sving. Så længe S er stort nok, kan den gensidige koblingseffekt næsten helt undgås. 2. Reducer koblingslængden Lp. Når den dobbelte Lp-forsinkelse nærmer sig eller overstiger signalstigningstiden, vil den genererede krydstale nå mætning. 3. Signaltransmissionsforsinkelsen forårsaget af serpentinlinjen på Strip-Line eller Embedded Micro-strip er mindre end Micro-strips. I teorien vil stripline ikke påvirke transmissionshastigheden på grund af differential mode crosstalk. 4. For højhastighedssignallinjer og dem med strenge timingkrav, prøv ikke at bruge serpentinlinjer, især i små områder. 5. Du kan ofte bruge serpentinespor i enhver vinkel, såsom C-strukturen i figur 1-8-20, som effektivt kan reducere gensidig kobling. 6. I højhastigheds PCB-design har serpentinlinjen ikke den såkaldte filtrerings- eller anti-interferensevne og kan kun reducere signalkvaliteten, så den bruges kun til timing-matching og har intet andet formål. 7. Nogle gange kan du overveje spiralføring til vikling. Simulering viser, at dens effekt er bedre end normal serpentinruting.