Layout är en av de mest grundläggande jobbfärdigheterna för PCB-designingenjörer. Kvaliteten på ledningarna kommer direkt att påverka hela systemets prestanda. De flesta teorier för höghastighetsdesign måste slutligen implementeras och verifieras genom Layout. Det kan ses att ledningar är mycket viktiga i höghastighets-kretskort design. Följande kommer att analysera rationaliteten i vissa situationer som kan uppstå i faktiska ledningar, och ge några mer optimerade routingstrategier.

Det förklaras huvudsakligen från tre aspekter: rätvinklig ledning, differentialledning och serpentinledning.

1. Rättvinklad routing

Rättvinkla ledningar är generellt sett en situation som måste undvikas så mycket som möjligt i PCB-ledningar, och det har nästan blivit en av standarderna för att mäta kvaliteten på ledningar. Så hur mycket inflytande kommer den rätvinkliga kabeldragningen att ha på signalöverföringen? I princip kommer rätvinklig routing att ändra ledningsbredden på transmissionsledningen, vilket orsakar diskontinuitet i impedansen. Faktum är att inte bara rätvinkeldirigering utan även hörn och spetsvinkeldirigering kan orsaka impedansförändringar.

Inverkan av rätvinkeldirigering på signalen återspeglas huvudsakligen i tre aspekter:

En är att hörnet kan motsvara den kapacitiva belastningen på transmissionsledningen, vilket saktar ner stigtiden; det andra är att impedansdiskontinuiteten kommer att orsaka signalreflektion; den tredje är EMI som genereras av den rätvinkliga spetsen.

Den parasitiska kapacitansen som orsakas av överföringsledningens räta vinkel kan beräknas med följande empiriska formel:

C = 61W (Er) 1/2/Z0

I ovanstående formel avser C hörnets ekvivalenta kapacitans (enhet: pF), W avser bredden på kurvan (enhet: tum), εr refererar till mediets dielektriska konstant och Z0 är den karakteristiska impedansen av transmissionsledningen. Till exempel, för en 4Mils 50 ohm överföringsledning (εr är 4.3), är kapacitansen från en rät vinkel ungefär 0.0101pF, och sedan kan stigtidsförändringen som orsakas av detta uppskattas:

T10-90%=2.2CZ0/2=2.20.010150/2=0.556ps

Det kan ses genom beräkningar att kapacitanseffekten som den rätvinkliga kurvan åstadkommer är extremt liten.

När linjebredden på det rätvinkliga spåret ökar kommer impedansen där att minska, så ett visst signalreflektionsfenomen kommer att uppstå. Vi kan beräkna den ekvivalenta impedansen efter att linjebredden ökar enligt impedansberäkningsformeln som nämns i kapitlet om transmissionsledning, och sedan beräkna reflektionskoefficienten enligt den empiriska formeln:

ρ=(Zs-Z0)/(Zs+Z0)

I allmänhet är impedansförändringen orsakad av rätvinklig ledning mellan 7%-20%, så den maximala reflektionskoefficienten är cirka 0.1. Dessutom, som framgår av figuren nedan, ändras överföringsledningens impedans till ett minimum inom W/2-linjens längd och återgår sedan till den normala impedansen efter tiden för W/2. Hela impedansändringstiden är extremt kort, ofta inom 10ps. Inuti är sådana snabba och små förändringar nästan försumbara för allmän signalöverföring.

Många människor har denna förståelse för rätvinklig ledning. De tror att spetsen är lätt att sända eller ta emot elektromagnetiska vågor och generera EMI. Detta har blivit en av anledningarna till att många tror att rätvinkliga ledningar inte kan dras. Men många faktiska testresultat visar att rätvinkliga spår inte ger uppenbar EMI än raka linjer. Kanske begränsar den nuvarande instrumentets prestanda och testnivån testets noggrannhet, men det illustrerar åtminstone ett problem. Strålningen från de rätvinkliga ledningarna är redan mindre än mätfelet för själva instrumentet.

I allmänhet är den räta vinkeln inte så hemsk som föreställt sig. Åtminstone i applikationer under GHz återspeglas knappast eventuella effekter som kapacitans, reflektion, EMI, etc. i TDR-testning. Designingenjörer för höghastighetskretskort bör fortfarande fokusera på layout, kraft/jorddesign och kabeldragningsdesign. Via hål och andra aspekter. Naturligtvis, även om effekten av rätvinklig ledning inte är särskilt allvarlig, betyder det inte att vi alla kan använda rätvinkliga ledningar i framtiden. Uppmärksamhet på detaljer är den grundläggande kvalitet som varje bra ingenjör måste ha. Dessutom, med den snabba utvecklingen av digitala kretsar, PCB Frekvensen av signalen som bearbetas av ingenjörer kommer att fortsätta att öka. Inom området RF-design över 10 GHz kan dessa små räta vinklar bli fokus för höghastighetsproblem.

2. Differentiell routing

Differentialsignal (DifferentialSignal) används mer och mer i höghastighetskretsdesign. Den mest kritiska signalen i kretsen är ofta utformad med en differentialstruktur. Vad gör den så populär? Hur säkerställer man dess goda prestanda i PCB-design? Med dessa två frågor går vi vidare till nästa del av diskussionen.

Vad är en differentialsignal? I lekmannatermer sänder den drivande änden två lika och inverterade signaler, och den mottagande änden bedömer det logiska tillståndet “0” eller “1” genom att jämföra skillnaden mellan de två spänningarna. Det par av spår som bär differentialsignaler kallas differentialspår.

Jämfört med vanliga enändade signalspår har differentialsignaler de mest uppenbara fördelarna i följande tre aspekter:

a. Stark anti-interferensförmåga, eftersom kopplingen mellan de två differentialspåren är mycket bra. När det finns störningar utifrån är de nästan kopplade till de två linjerna samtidigt, och den mottagande änden bryr sig bara om skillnaden mellan de två signalerna. Därför kan det externa common mode-bruset avbrytas helt. b. Det kan effektivt undertrycka EMI. Av samma anledning, på grund av den motsatta polariteten hos de två signalerna, kan de elektromagnetiska fälten som utstrålas av dem eliminera varandra. Ju hårdare kopplingen är, desto mindre elektromagnetisk energi ventileras ut till omvärlden. c. Tidsinställningen är korrekt. Eftersom omkopplarändringen av differentialsignalen är belägen i skärningspunkten mellan de två signalerna, till skillnad från den vanliga enändade signalen, som beror på de höga och låga tröskelspänningarna för att bestämma, påverkas den mindre av processen och temperaturen, vilket kan minska felet i timingen. , Men också mer lämpad för signalkretsar med låg amplitud. Den nuvarande populära LVDS (lowvoltagedifferentialsignaling) hänvisar till denna signalteknik med liten amplitudskillnad.

För PCB-ingenjörer är det mest bekymmersamt hur man säkerställer att dessa fördelar med differentialledningar kan utnyttjas fullt ut i faktiska ledningar. Kanske kommer alla som har varit i kontakt med Layout att förstå de allmänna kraven för differentialledningar, det vill säga “lika längder och lika avstånd”. Den lika långa längden är för att säkerställa att de två differentialsignalerna upprätthåller motsatta polariteter hela tiden och reducera den gemensamma modekomponenten; det lika avståndet är främst för att säkerställa att de två olika impedanserna är konsekventa och minska reflektioner. “Så nära som möjligt” är ibland ett av kraven för differentialledningar. Men alla dessa regler används inte för att tillämpa mekaniskt, och många ingenjörer verkar fortfarande inte förstå essensen av höghastighets differentialsignalöverföring.

Följande fokuserar på flera vanliga missförstånd i PCB differentialsignaldesign.

Missförstånd 1: Man tror att differentialsignalen inte behöver ett jordplan som returväg, eller att differentialspåren tillhandahåller en returväg för varandra. Anledningen till detta missförstånd är att de är förvirrade av ytliga fenomen, eller att mekanismen för höghastighetssignalöverföring inte är tillräckligt djup. Det kan ses från strukturen för den mottagande änden i figur 1-8-15 att emitterströmmarna för transistorerna Q3 och Q4 är lika och motsatta, och deras strömmar vid marken upphäver varandra exakt (I1=0), så differentialkrets är Liknande studsar och andra brussignaler som kan finnas på kraft- och jordplanen är okänsliga. Den partiella återgångsupphävandet av jordplanet betyder inte att differentialkretsen inte använder referensplanet som signalreturväg. Faktum är att i signalreturanalysen är mekanismen för differentialledningar och vanliga enkeländade ledningar densamma, det vill säga högfrekventa signaler återflödas alltid längs slingan med den minsta induktansen, den största skillnaden är att förutom kopplingen till marken, differentiallinjen har också ömsesidig koppling. Vilken typ av koppling är stark, vilken blir den huvudsakliga returvägen. Figur 1-8-16 är ett schematiskt diagram över den geomagnetiska fältfördelningen av enkeländade signaler och differentialsignaler.

I PCB-kretsdesign är kopplingen mellan differentialspår i allmänhet liten, ofta bara för 10 till 20% av kopplingsgraden, och mer är kopplingen till marken, så den huvudsakliga returvägen för differentialspåret finns fortfarande på marken plan . När jordplanet är diskontinuerligt kommer kopplingen mellan differentialspåren att ge huvudreturvägen i området utan ett referensplan, som visas i figur 1-8-17. Även om inverkan av referensplanets diskontinuitet på differentialkurvan inte är lika allvarlig som den för den vanliga enändade kurvan, kommer den fortfarande att minska kvaliteten på differentialsignalen och öka EMI, vilket bör undvikas så mycket som möjligt . Vissa konstruktörer tror att referensplanet under differentialspåret kan tas bort för att undertrycka vissa common mode-signaler i differentiell överföring. Detta tillvägagångssätt är dock inte önskvärt i teorin. Hur styr man impedansen? Att inte tillhandahålla en jordimpedansslinga för common-mode-signalen kommer oundvikligen att orsaka EMI-strålning. Detta tillvägagångssätt gör mer skada än nytta.

Missförstånd 2: Man tror att det är viktigare att hålla lika avstånd än att matcha linjelängden. I den faktiska PCB-layouten är det ofta inte möjligt att samtidigt uppfylla kraven för differentialdesign. På grund av förekomsten av stiftfördelning, vias och ledningsutrymme måste syftet med linjelängdsmatchning uppnås genom korrekt lindning, men resultatet måste bli att vissa områden i differentialparet inte kan vara parallella. Vad ska vi göra vid den här tiden? Vilket val? Innan vi drar slutsatser, låt oss ta en titt på följande simuleringsresultat.

Av ovanstående simuleringsresultat kan det ses att vågformerna för Schema 1 och Schema 2 nästan är sammanfallande, det vill säga påverkan som orsakas av det ojämna avståndet är minimal. I jämförelse är inverkan av linjelängdsfelanpassningen på timingen mycket större. (Schema 3). Från den teoretiska analysen, även om det inkonsekventa avståndet kommer att göra att differentialimpedansen ändras, eftersom kopplingen mellan själva differentialparet inte är signifikant, är impedansändringsintervallet också mycket litet, vanligtvis inom 10 %, vilket bara motsvarar ett pass . Reflexionen som orsakas av hålet kommer inte att ha någon betydande inverkan på signalöverföringen. När väl linjelängden inte stämmer överens, förutom tidsförskjutningen, introduceras common mode-komponenter i differentialsignalen, vilket minskar kvaliteten på signalen och ökar EMI.

Man kan säga att den viktigaste regeln i designen av PCB-differentialspår är matchande linjelängd, och andra regler kan hanteras flexibelt enligt designkrav och praktiska tillämpningar.

Missförstånd 3: Tänk att differentialledningarna måste vara väldigt nära. Att hålla differentialspåren nära är inget annat än att förbättra deras koppling, vilket inte bara kan förbättra immuniteten mot brus, utan också dra full nytta av magnetfältets motsatta polaritet för att kompensera elektromagnetiska störningar till omvärlden. Även om detta tillvägagångssätt är mycket fördelaktigt i de flesta fall, är det inte absolut. Om vi ​​kan säkerställa att de är helt avskärmade från externa störningar, så behöver vi inte använda stark koppling för att uppnå anti-interferens. Och syftet med att undertrycka EMI. Hur kan vi säkerställa god isolering och avskärmning av differentiella spår? Att öka avståndet med andra signalspår är ett av de mest grundläggande sätten. Den elektromagnetiska fältenergin minskar med kvadraten på avståndet. I allmänhet, när linjeavståndet överstiger 4 gånger linjebredden, är interferensen mellan dem extremt svag. Kan ignoreras. Dessutom kan isolering av jordplanet också spela en bra avskärmande roll. Denna struktur används ofta i högfrekventa (över 10G) IC-pakets PCB-design. Det kallas en CPW-struktur, som kan säkerställa strikt differentialimpedans. Kontroll (2Z0), som visas i figur 1-8-19.

Differentiella spår kan också köras i olika signallager, men denna metod rekommenderas i allmänhet inte, eftersom skillnaderna i impedans och vias som produceras av olika lager kommer att förstöra effekten av differentialmodsöverföring och introducera common mode-brus. Dessutom, om de intilliggande två skikten inte är tätt kopplade, kommer det att minska förmågan hos differentialkurvan att motstå brus, men om du kan hålla ett korrekt avstånd från de omgivande spåren är överhörning inget problem. Vid allmänna frekvenser (under GHz) kommer EMI inte att vara ett allvarligt problem. Experiment har visat att dämpningen av utstrålad energi på ett avstånd av 500 mil från ett differentialspår har nått 60 dB på ett avstånd av 3 meter, vilket är tillräckligt för att uppfylla FCC:s standard för elektromagnetisk strålning, så konstruktören behöver inte heller oroa sig mycket om den elektromagnetiska inkompatibiliteten som orsakas av otillräcklig differentialledningskoppling.

3. Serpentinlinje

Snake line är en typ av routingmetod som ofta används i Layout. Dess huvudsakliga syfte är att justera fördröjningen för att möta kraven på systemtimingsdesign. Designern måste först ha denna förståelse: serpentinlinjen kommer att förstöra signalkvaliteten, ändra överföringsfördröjningen och försöka undvika att använda den vid kabeldragning. För att säkerställa att signalen har tillräcklig hålltid, eller för att reducera tidsförskjutningen mellan samma grupp av signaler, är det emellertid ofta nödvändigt att avsiktligt linda tråden.

Så, vilken effekt har serpentinlinjen på signalöverföringen? Vad ska jag vara uppmärksam på när jag ansluter? De två mest kritiska parametrarna är parallellkopplingslängden (Lp) och kopplingsavståndet (S), som visas i figur 1-8-21. Uppenbarligen kommer de parallella linjesegmenten att kopplas i en differentialmod när signalen sänds på serpentinbanan. Ju mindre S och ju större Lp, desto högre grad av koppling. Det kan göra att överföringsfördröjningen reduceras och signalkvaliteten minskar kraftigt på grund av överhörning. Mekanismen kan hänvisa till analysen av common mode och differential mode crosstalk i kapitel 3.

Följande är några förslag för layoutingenjörer när de hanterar serpentinlinjer:

1. Försök att öka avståndet (S) för parallella linjesegment, åtminstone större än 3H, H avser avståndet från signalspåret till referensplanet. I lekmannatermer är det att gå runt en stor krök. Så länge S är tillräckligt stort kan den inbördes kopplingseffekten nästan helt undvikas. 2. Minska kopplingslängden Lp. När den dubbla Lp-fördröjningen närmar sig eller överstiger signalens stigtid, kommer den överhörning som genereras att nå mättnad. 3. Signalöverföringsfördröjningen som orsakas av serpentinlinjen på Strip-Line eller Embedded Micro-strip är mindre än den för Micro-strip. I teorin kommer striplinen inte att påverka överföringshastigheten på grund av överhörning i differentialmod. 4. För höghastighetssignallinjer och de med strikta tidskrav, försök att inte använda serpentinlinjer, särskilt i små områden. 5. Du kan ofta använda serpentinspår i vilken vinkel som helst, till exempel C-strukturen i figur 1-8-20, vilket effektivt kan minska ömsesidig koppling. 6. I höghastighets-PCB-design har serpentinlinjen inte den så kallade filtrerings- eller anti-interferensförmågan och kan bara minska signalkvaliteten, så den används endast för timingmatchning och har inget annat syfte. 7. Ibland kan du överväga spiral routing för lindning. Simulering visar att dess effekt är bättre än normal serpentin routing.