Layout er en av de mest grunnleggende jobbferdighetene for PCB-designingeniører. Kvaliteten på ledningene vil direkte påvirke ytelsen til hele systemet. De fleste høyhastighets designteorier må endelig implementeres og verifiseres gjennom Layout. Det kan sees at kabling er veldig viktig i høyhastighets PCB design. Det følgende vil analysere rasjonaliteten til noen situasjoner som kan oppstå i faktiske ledninger, og gi noen mer optimaliserte rutingstrategier.

Det er hovedsakelig forklart fra tre aspekter: rettvinklet ledninger, differensial ledninger og serpentin ledninger.

1. Rettvinklet ruting

Rettvinklet kabling er generelt en situasjon som må unngås så mye som mulig i PCB-kabling, og det har nesten blitt en av standardene for å måle kvaliteten på kabling. Så hvor stor innflytelse vil rettvinklet kabling ha på signaloverføring? I prinsippet vil rettvinklet ruting endre linjebredden på overføringslinjen, og forårsake diskontinuitet i impedansen. Faktisk kan ikke bare rettvinklet ruting, men også hjørner og spissvinklet føre til impedansendringer.

Påvirkningen av rettvinklet ruting på signalet gjenspeiles hovedsakelig i tre aspekter:

Den ene er at hjørnet kan tilsvare den kapasitive belastningen på overføringslinjen, noe som bremser stigetiden; den andre er at impedansdiskontinuiteten vil forårsake signalrefleksjon; den tredje er EMI generert av den rettvinklede spissen.

Den parasittiske kapasitansen forårsaket av den rette vinkelen på overføringslinjen kan beregnes ved hjelp av følgende empiriske formel:

C = 61W (Er) 1/2/Z0

I formelen ovenfor refererer C til den ekvivalente kapasitansen til hjørnet (enhet: pF), W refererer til bredden på sporet (enhet: tomme), εr refererer til den dielektriske konstanten til mediet, og Z0 er den karakteristiske impedansen av overføringslinjen. For eksempel, for en 4Mils 50 ohm overføringslinje (εr er 4.3), er kapasitansen brakt av en rett vinkel omtrent 0.0101pF, og deretter kan stigetidsendringen forårsaket av dette estimeres:

T10-90%=2.2CZ0/2=2.20.010150/2=0.556ps

Det kan sees gjennom beregninger at kapasitanseffekten forårsaket av rettvinklet kurve er ekstremt liten.

Ettersom linjebredden til det rettvinklede sporet øker, vil impedansen der avta, slik at et visst signalrefleksjonsfenomen vil oppstå. Vi kan beregne ekvivalent impedans etter at linjebredden øker i henhold til impedansberegningsformelen nevnt i overføringslinjekapittelet, og deretter beregne refleksjonskoeffisienten i henhold til den empiriske formelen:

ρ=(Zs-Z0)/(Zs+Z0)

Vanligvis er impedansendringen forårsaket av rettvinklet ledning mellom 7%-20%, så den maksimale refleksjonskoeffisienten er omtrent 0.1. Dessuten, som det kan sees av figuren nedenfor, endres impedansen til overføringslinjen til minimum innenfor lengden på W/2-linjen, og går deretter tilbake til normal impedans etter tidspunktet for W/2. Hele impedansendringstiden er ekstremt kort, ofte innenfor 10ps. Innvendig er slike raske og små endringer nesten ubetydelige for generell signaloverføring.

Mange mennesker har denne forståelsen av rettvinklet kabling. De tror at spissen er lett å overføre eller motta elektromagnetiske bølger og generere EMI. Dette har blitt en av grunnene til at mange tror at rettvinklede ledninger ikke kan legges. Imidlertid viser mange faktiske testresultater at rettvinklede spor ikke vil gi åpenbar EMI enn rette linjer. Kanskje den nåværende instrumentytelsen og testnivået begrenser nøyaktigheten til testen, men det illustrerer i det minste et problem. Strålingen fra de rettvinklede ledningene er allerede mindre enn målefeilen til selve instrumentet.

Generelt er rettvinklet ruting ikke så forferdelig som forestilt. I hvert fall i applikasjoner under GHz gjenspeiles neppe eventuelle effekter som kapasitans, refleksjon, EMI osv. i TDR-testing. Høyhastighets PCB-designingeniører bør fortsatt fokusere på layout, kraft/jorddesign og ledningsdesign. Via hull og andre aspekter. Selv om virkningen av rettvinklet ledning ikke er veldig alvorlig, betyr det selvfølgelig ikke at vi alle kan bruke rettvinklede ledninger i fremtiden. Oppmerksomhet på detaljer er den grunnleggende kvaliteten som enhver god ingeniør må ha. Videre, med den raske utviklingen av digitale kretser, vil PCB Frekvensen av signalet behandlet av ingeniører fortsette å øke. Innenfor RF-design over 10GHz kan disse små rette vinklene bli fokus for høyhastighetsproblemer.

2. Differensiell ruting

Differensialsignal (DifferentialSignal) blir mer og mer brukt i høyhastighetskretsdesign. Det mest kritiske signalet i kretsen er ofte utformet med en differensialstruktur. Hva gjør det så populært? Hvordan sikre god ytelse i PCB-design? Med disse to spørsmålene går vi videre til neste del av diskusjonen.

Hva er et differensialsignal? I lekmannstermer sender drivenden to like og inverterte signaler, og mottakeren bedømmer den logiske tilstanden “0” eller “1” ved å sammenligne forskjellen mellom de to spenningene. Paret av spor som bærer differensialsignaler kalles differensialspor.

Sammenlignet med vanlige enkeltendede signalspor, har differensialsignaler de mest åpenbare fordelene i følgende tre aspekter:

en. Sterk anti-interferensevne, fordi koblingen mellom de to differensialsporene er veldig god. Når det er støyinterferens fra utsiden, er de nesten koblet til de to linjene samtidig, og mottakeren bryr seg kun om forskjellen mellom de to signalene. Derfor kan den eksterne fellesmodusstøyen kanselleres fullstendig. b. Det kan effektivt undertrykke EMI. Av samme grunn, på grunn av den motsatte polariteten til de to signalene, kan de elektromagnetiske feltene som utstråles av dem kansellere hverandre. Jo tettere koblingen er, jo mindre elektromagnetisk energi ventileres til omverdenen. c. Tidsposisjonen er nøyaktig. Fordi bryterendringen av differensialsignalet er lokalisert i skjæringspunktet mellom de to signalene, i motsetning til det vanlige single-ended signalet, som avhenger av de høye og lave terskelspenningene for å bestemme, blir det mindre påvirket av prosessen og temperaturen, som kan redusere feilen i timingen. , Men også mer egnet for signalkretser med lav amplitude. Den nåværende populære LVDS (lowvoltagedifferentialsignaling) refererer til denne differensialsignalteknologien med liten amplitude.

For PCB-ingeniører er den største bekymringen hvordan man sikrer at disse fordelene med differensialkabling kan utnyttes fullt ut i faktisk kabling. Kanskje vil alle som har vært i kontakt med Layout forstå de generelle kravene til differensialkabling, det vil si “lik lengde og lik avstand”. Den samme lengden er for å sikre at de to differensialsignalene opprettholder motsatte polariteter til enhver tid og reduserer fellesmoduskomponenten; den like avstanden er hovedsakelig for å sikre at differensialimpedansene til de to er konsistente og redusere refleksjoner. “Så nært som mulig” er noen ganger et av kravene til differensialkabling. Men alle disse reglene brukes ikke til mekanisk bruk, og mange ingeniører ser ut til å fortsatt ikke forstå essensen av høyhastighets differensialsignaloverføring.

Det følgende fokuserer på flere vanlige misforståelser i PCB-differensialsignaldesign.

Misforståelse 1: Det antas at differensialsignalet ikke trenger et jordplan som returbane, eller at differensialtrasene gir en returvei for hverandre. Årsaken til denne misforståelsen er at de er forvirret av overfladiske fenomener, eller at mekanismen for høyhastighets signaloverføring ikke er dyp nok. Det kan sees fra strukturen til mottakeren i figur 1-8-15 at emitterstrømmene til transistorene Q3 og Q4 er like og motsatte, og deres strømmer ved bakken kansellerer hverandre nøyaktig (I1=0), så differensialkrets er Lignende sprett og andre støysignaler som kan eksistere på strøm- og jordplanene er ufølsomme. Den delvise returkanselleringen av jordplanet betyr ikke at differensialkretsen ikke bruker referanseplanet som signalreturvei. Faktisk, i signalreturanalysen, er mekanismen for differensialkabling og ordinær ensidig kabling den samme, det vil si at høyfrekvente signaler alltid Reflow langs sløyfen med den minste induktansen, er den største forskjellen at i tillegg til koblingen til bakken, differensiallinjen har også gjensidig kobling. Hvilken type kobling er sterk, hvilken blir hovedreturveien. Figur 1-8-16 er et skjematisk diagram av den geomagnetiske feltfordelingen av enkeltendede signaler og differensialsignaler.

I PCB-kretsdesign er koblingen mellom differensialspor generelt liten, og utgjør ofte bare 10 til 20 % av koblingsgraden, og mer er koblingen til bakken, så hovedreturveien til differensialsporet eksisterer fortsatt på bakken fly. Når jordplanet er diskontinuerlig vil koblingen mellom differensialtrasene gi hovedreturveien i området uten referanseplan, som vist i figur 1-8-17. Selv om påvirkningen av diskontinuiteten til referanseplanet på differensialtrasen ikke er så alvorlig som den for den vanlige single-ended trasen, vil den fortsatt redusere kvaliteten på differensialsignalet og øke EMI, noe som bør unngås så mye som mulig . Noen designere mener at referanseplanet under differensialsporet kan fjernes for å undertrykke noen vanlige modussignaler i differensialoverføring. Denne tilnærmingen er imidlertid ikke ønskelig i teorien. Hvordan kontrollere impedansen? Å ikke gi en jordimpedansløkke for common-mode-signalet vil uunngåelig forårsake EMI-stråling. Denne tilnærmingen gjør mer skade enn nytte.

Misforståelse 2: Det antas at det er viktigere å holde lik avstand enn å matche linjelengden. I faktisk PCB-layout er det ofte ikke mulig å oppfylle kravene til differensialdesign samtidig. På grunn av eksistensen av pinnefordeling, viaer og ledningsrom, må formålet med linjelengdetilpasning oppnås gjennom riktig vikling, men resultatet må være at noen områder av differensialparet ikke kan være parallelle. Hva bør vi gjøre på dette tidspunktet? Hvilket valg? Før vi trekker konklusjoner, la oss ta en titt på følgende simuleringsresultater.

Fra de ovennevnte simuleringsresultatene kan det sees at bølgeformene til skjema 1 og skjema 2 er nesten sammenfallende, det vil si at påvirkningen forårsaket av ulik avstand er minimal. Til sammenligning er påvirkningen av linjelengdemisforholdet på timingen mye større. (Skjema 3). Fra den teoretiske analysen, selv om den inkonsekvente avstanden vil føre til at differensialimpedansen endres, fordi koblingen mellom selve differensialparet ikke er signifikant, er impedansendringsområdet også veldig lite, vanligvis innenfor 10 %, som bare tilsvarer ett pass . Refleksjonen forårsaket av hullet vil ikke ha noen vesentlig innvirkning på signaloverføringen. Når linjelengden ikke stemmer overens, i tillegg til tidsforskyvningen, introduseres fellesmoduskomponenter i differensialsignalet, noe som reduserer kvaliteten på signalet og øker EMI.

Det kan sies at den viktigste regelen i utformingen av PCB-differensialspor er matchende linjelengde, og andre regler kan håndteres fleksibelt i henhold til designkrav og praktiske anvendelser.

Misforståelse 3: Tenk at differensialledningen må være veldig tett. Å holde differensialsporene tett er ikke annet enn å forbedre koblingen deres, noe som ikke bare kan forbedre immuniteten mot støy, men også utnytte den motsatte polariteten til magnetfeltet for å oppveie elektromagnetisk interferens til omverdenen. Selv om denne tilnærmingen er svært fordelaktig i de fleste tilfeller, er den ikke absolutt. Hvis vi kan sikre at de er fullstendig skjermet fra ekstern interferens, trenger vi ikke bruke sterk kobling for å oppnå anti-interferens. Og hensikten med å undertrykke EMI. Hvordan kan vi sikre god isolasjon og skjerming av differensielle spor? Å øke avstanden med andre signalspor er en av de mest grunnleggende måtene. Den elektromagnetiske feltenergien avtar med kvadratet på avstanden. Generelt, når linjeavstanden overstiger 4 ganger linjebredden, er interferensen mellom dem ekstremt svak. Kan ignoreres. I tillegg kan også isolasjon ved jordplanet spille en god skjermingsrolle. Denne strukturen brukes ofte i høyfrekvent (over 10G) IC-pakke PCB-design. Det kalles en CPW-struktur, som kan sikre streng differensialimpedans. Kontroll (2Z0), som vist i figur 1-8-19.

Differensialspor kan også kjøre i forskjellige signallag, men denne metoden anbefales generelt ikke, fordi forskjellene i impedans og vias produsert av forskjellige lag vil ødelegge effekten av differensialmodusoverføring og introdusere fellesmodusstøy. I tillegg, hvis de tilstøtende to lagene ikke er tett koblet, vil det redusere evnen til differensialsporet til å motstå støy, men hvis du kan holde riktig avstand fra de omkringliggende sporene, er ikke krysstale et problem. Ved generelle frekvenser (under GHz) vil ikke EMI være et alvorlig problem. Eksperimenter har vist at dempningen av utstrålt energi i en avstand på 500 mil fra et differensialspor har nådd 60 dB i en avstand på 3 meter, noe som er tilstrekkelig til å oppfylle FCC-standarden for elektromagnetisk stråling, så designeren trenger ikke å bekymre seg også mye om den elektromagnetiske inkompatibiliteten forårsaket av utilstrekkelig differensiallinjekobling.

3. Serpentinlinje

Slangelinje er en type rutingmetode som ofte brukes i Layout. Hovedformålet er å justere forsinkelsen for å møte kravene til systemtimingdesign. Designeren må først ha denne forståelsen: Serpentinlinjen vil ødelegge signalkvaliteten, endre overføringsforsinkelsen og prøve å unngå å bruke den ved ledning. Men i faktisk design, for å sikre at signalet har tilstrekkelig holdetid, eller for å redusere tidsforskyvningen mellom den samme gruppen av signaler, er det ofte nødvendig å vikle ledningen bevisst.

Så hvilken effekt har serpentinlinjen på signaloverføring? Hva bør jeg være oppmerksom på når jeg kobler til? De to mest kritiske parameterne er den parallelle koblingslengden (Lp) og koblingsavstanden (S), som vist i figur 1-8-21. Når signalet sendes på serpentinsporet, vil selvsagt de parallelle linjesegmentene kobles i en differensialmodus. Jo mindre S og større Lp, jo større grad av kobling. Det kan føre til at overføringsforsinkelsen reduseres, og signalkvaliteten reduseres kraftig på grunn av krysstale. Mekanismen kan referere til analysen av felles modus og differensial modus krysstale i kapittel 3.

Følgende er noen forslag til layoutingeniører når de arbeider med serpentinlinjer:

1. Prøv å øke avstanden (S) til parallelle linjesegmenter, minst større enn 3H, H refererer til avstanden fra signalsporet til referanseplanet. I lekmannstermer er det å gå rundt en stor sving. Så lenge S er stor nok, kan den gjensidige koblingseffekten nesten unngås helt. 2. Reduser koblingslengden Lp. Når den doble Lp-forsinkelsen nærmer seg eller overskrider signalets stigetid, vil krysstalen som genereres nå metning. 3. Signaloverføringsforsinkelsen forårsaket av serpentinlinjen til Strip-Line eller Embedded Micro-strip er mindre enn for Micro-strip. I teorien vil ikke striplinen påvirke overføringshastigheten på grunn av differensialmodusovertale. 4. For høyhastighetssignallinjer og de med strenge tidskrav, prøv å ikke bruke serpentinlinjer, spesielt i små områder. 5. Du kan ofte bruke serpentinspor i alle vinkler, for eksempel C-strukturen i figur 1-8-20, som effektivt kan redusere gjensidig kobling. 6. I høyhastighets PCB-design har ikke serpentinlinjen den såkalte filtrerings- eller antiinterferensevnen, og kan bare redusere signalkvaliteten, så den brukes kun til timing-tilpasning og har ingen annen hensikt. 7. Noen ganger kan du vurdere spiralføring for vikling. Simulering viser at effekten er bedre enn vanlig serpentinruting.