Nombrosos casos d’aplicació de productes de radiofreqüència industrials, científics i mèdics (ISM-RF) mostren que placa de circuit imprès la distribució d’aquests productes és propensa a diversos defectes.La gent sol trobar que el mateix CI instal·lat en dues plaques de circuit diferents, els indicadors de rendiment seran significativament diferents. Les variacions en les condicions de funcionament, la radiació harmònica, la capacitat anti-interferència i el temps d’arrencada poden explicar la importància de la disposició de les plaques de circuits en un disseny reeixit.

En aquest article s’enumeren les diverses omissions del disseny, es discuteixen les causes de cada avaria i s’ofereixen suggeriments sobre com evitar aquests defectes de disseny. En aquest document, PCB de doble capa de dielèctric fr-4 de 0.0625in de gruix com a exemple, la connexió a terra de la placa de circuit. Funciona en diferents bandes de freqüència entre 315MHz i 915MHz, Tx i Rx potència entre -120dbm i + 13dBm.

Direcció d’inductància

Quan dos inductors (o fins i tot dues línies de PCB) estan a prop l’un de l’altre, es produirà una inductància mútua. El camp magnètic generat pel corrent del primer circuit excita el corrent del segon circuit (Figura 1). Aquest procés és similar a la interacció entre les bobines primàries i secundàries d’un transformador. Quan dos corrents interactuen a través d’un camp magnètic, la tensió generada es determina per la inductància mútua LM:

On, YB és la tensió d’error injectada al circuit B, IA és el corrent 1 que actua sobre el circuit A. LM és molt sensible a l’espaiat del circuit, l’àrea del bucle d’inductància (és a dir, el flux magnètic) i la direcció del bucle. Per tant, el millor equilibri entre la distribució del circuit compacte i l’acoblament reduït és l’alineació correcta de tots els inductors en la direcció.

FIG. 1. Es pot veure per línies de camp magnètic que la inductància mútua està relacionada amb la direcció d’alineació de la inductància

La direcció del circuit B s’ajusta de manera que el seu bucle de corrent sigui paral·lel a la línia de camp magnètic del circuit A. Per a aquest propòsit, tan perpendicular com sigui possible, consulteu la disposició del circuit de la placa d’avaluació del receptor (EV) superheterodí de FSK de baixa potència (MAX7042EVKIT) (Figura 2). Els tres inductors del tauler (L3, L1 i L2) estan molt a prop l’un de l’altre i la seva orientació a 0 °, 45 ° i 90 ° ajuda a reduir la inductància mútua.

Figura 2. Es mostren dos dissenys de PCB diferents, un dels quals té els elements disposats en la direcció equivocada (L1 i L3), mentre que l’altre és més adequat.

En resum, cal seguir els principis següents:

L’espai d’inductància ha de ser el més lluny possible.

Els inductors estan disposats en angle recte per minimitzar la diafonía entre els inductors.

Conduir l’acoblament

De la mateixa manera que l’orientació dels inductors afecta l’acoblament magnètic, també ho fa l’acoblament si els cables estan massa a prop l’un de l’altre. Aquest tipus de problemes de disseny també produeixen el que s’anomena sensació mútua. Un dels problemes més preocupats del circuit de RF és el cablejat de parts sensibles del sistema, com ara la xarxa de coincidència d’entrada, el canal ressonant del receptor, la xarxa de coincidència de l’antena del transmissor, etc.

El recorregut del corrent de retorn ha d’estar el més a prop possible del recorregut de corrent principal per minimitzar el camp magnètic de radiació. Aquesta disposició ajuda a reduir l’àrea del bucle actual. El recorregut ideal de baixa resistència per al corrent de retorn sol ser la regió del terra per sota del cable, limitant efectivament l’àrea del bucle a una regió on el gruix del dielèctric es multiplica per la longitud del cable. No obstant això, si la regió del sòl es divideix, l’àrea del bucle augmenta (Figura 3). Per als cables que passen per la regió dividida, el corrent de retorn es veurà forçat a través del camí d’alta resistència, augmentant considerablement l’àrea del bucle actual. Aquesta disposició també fa que els cables de circuit siguin més susceptibles a la inductància mútua.

Figura 3. La connexió a terra completa de grans superfícies ajuda a millorar el rendiment del sistema

Per a un inductor real, la direcció del cable també té un efecte significatiu en l’acoblament del camp magnètic. Si els cables d’un circuit sensible han d’estar a prop els uns dels altres, el millor és alinear-los verticalment per reduir l’acoblament (Figura 4). Si no és possible l’alineació vertical, considereu utilitzar una línia de protecció. Per al disseny de filferro de protecció, consulteu la secció de tractament de connexió a terra i d’ompliment següent.

La figura 4. Similar a la figura 1, mostra el possible acoblament de línies de camp magnètic.

En resum, quan es distribueix la placa s’han de seguir els principis següents:

Complete grounding should be ensured below the lead.

Els cables sensibles s’han de disposar verticalment.

Si els cables s’han de disposar en paral·lel, assegureu un espaiat adequat o utilitzeu cables de protecció.

Posada a terra via

El principal problema amb el disseny del circuit de RF sol ser la impedància característica subòptima del circuit, inclosos els components del circuit i les seves interconnexions. El cable amb un revestiment de coure prim és equivalent al fil d’inductància i forma una capacitat distribuïda amb altres cables als voltants. El plom també presenta propietats d’inductància i capacitat al passar pel forat.

La capacitat del forat passant prové principalment de la capacitat formada entre el revestiment de coure al costat del coixinet del forat passant i el revestiment de coure al terra, separat per un anell força petit. Una altra influència prové del mateix cilindre de la perforació metàl·lica. L’efecte de la capacitat paràsita és generalment petit i normalment només causa variacions de vora en els senyals digitals d’alta velocitat (cosa que no es discuteix en aquest article).

El major efecte del forat passant és la inductància paràsita causada pel corresponent mode d’interconnexió. Com que la majoria de les perforacions metàl·liques dels dissenys de PCB RF tenen la mateixa mida que els components agrupats, es pot estimar l’efecte de les perforacions elèctriques mitjançant una fórmula senzilla (FIG. 5):

On, LVIA és inductància grumollada a través del forat; H és l’alçada del forat, en polzades; D és el diàmetre del forat, en polzades 2.

Com evitar diversos defectes en el disseny de PCB de taulers impresos

FIG. 5. Secció transversal de PCB que s’utilitza per estimar els efectes paràsits sobre les estructures de forats passants

La inductància paràsita sovint té una gran influència en la connexió dels condensadors de derivació. Els condensadors de derivació ideals proporcionen curtcircuits d’alta freqüència entre la zona d’alimentació i la formació, però els forats passants no ideals poden afectar el recorregut de baixa sensibilitat entre la formació i la zona d’alimentació. Un forat de pas típic de PCB (d = 10 mil, h = 62.5 mil) equival aproximadament a un inductor de 1.34 nH. Donada la freqüència de funcionament específica del producte ISM-RF, els forats passants poden afectar negativament circuits sensibles com circuits de canals ressonants, filtres i xarxes coincidents.

Altres problemes sorgeixen si els circuits sensibles comparteixen forats, com ara els dos braços d’una xarxa de tipus π. Per exemple, en col·locar un forat ideal equivalent a la inductància global, l’esquema equivalent és força diferent del disseny original del circuit (FIG. 6). Igual que amb la diafonía del camí corrent comú 3, el que resulta en una major inductància mútua, un augment de la diafonía i la transmissió.

How to avoid PCB design problems

Figura 6. Arquitectures ideals o no ideals, hi ha possibles “camins de senyal” al circuit.

En resum, el disseny del circuit ha de seguir els principis següents:

Ensure modeling of through-hole inductance in sensitive areas.

El filtre o la xarxa coincident utilitza forats passants independents.

Note that a thinner PCB copper-clad will reduce the effect of parasitic inductance through the hole.

La longitud del plom

Les dades del producte Maxim ISM-RF solen recomanar l’ús de cables d’entrada i sortida d’alta freqüència el més curts possibles per minimitzar les pèrdues i la radiació. D’altra banda, aquestes pèrdues solen ser causades per paràmetres paràsits no ideals, de manera que tant la inductància com la capacitat paràsites afecten la distribució del circuit i l’ús del cable més curt possible ajuda a reduir els paràmetres paràsits. Normalment, un cable de 10 m d’amplada amb una distància de 0.0625 polzades … Des d’una placa FR4 es produeix una inductància d’aproximadament 19 nH / in i una capacitat distribuïda d’aproximadament 1 pF / in. Per a un circuit LAN / mesclador amb un inductor de 20 nH i un condensador de 3pF, el valor efectiu del component es veurà molt afectat quan el circuit i la disposició dels components siguin molt compactes.

Ipc-d-317a4 a “Institute for Printed Circuits” proporciona una equació estàndard de la indústria per a l’estimació de diversos paràmetres d’impedància de la microplaça de PCB. Aquest document va ser substituït el 2003 per IPC-2251 5, que proporciona un mètode de càlcul més precís per a diversos cables de PCB. Les calculadores en línia estan disponibles en diverses fonts, la majoria de les quals es basen en equacions proporcionades per IPC-2251. El laboratori de compatibilitat electromagnètica de l’Institut de Tecnologia de Missouri proporciona un mètode molt pràctic per calcular la impedància de plom de PCB 6.

Els criteris acceptats per calcular la impedància de les línies de microstrip són:

A la fórmula, εr és la constant dielèctrica del dielèctric, h és l’alçada del cable de l’estrat, W és l’amplada del cable i T és el gruix del cable (FIG. 7). Quan w / h està entre 0.1 i 2.0 i εr està entre 1 i 15, els resultats del càlcul d’aquesta fórmula són bastant precisos.

Figura 7. Aquesta figura és una secció transversal de PCB (similar a la figura 5) i representa l’estructura utilitzada per calcular la impedància d’una línia de microcinta.

Per tal d’avaluar l’efecte de la longitud del cable, és més pràctic determinar l’efecte de desafinació del circuit ideal mitjançant paràmetres paràsits del cable. En aquest exemple, discutim la capacitat i la inductància perdudes. L’equació estàndard de la capacitat característica de les línies de microstrip és:

De la mateixa manera, la inductància característica es pot calcular a partir de l’equació mitjançant l’equació anterior:

Per exemple, suposem un gruix de PCB de 0.0625 polzades. (h = 62.5 mil), 1 unça de plom recobert de coure (t = 1.35 mil), 0.01 polzada. (w = 10 mil) i una placa FR-4. Tingueu en compte que el ε R de FR-4 sol ser de 4.35 farad / m (F / m), però pot oscil·lar entre 4.0 F / m i 4.7 F / m. Els valors propis calculats en aquest exemple són Z0 = 134 ω, C0 = 1.04pF / in, L0 = 18.7nH / in.

Per al disseny AN ISM-RF, una longitud de disposició de 12.7 mm (0.5 polzades) de cables a la placa pot produir paràmetres paràsits d’aproximadament 0.5 pF i 9.3 nH (Figura 8). L’efecte dels paràmetres paràsits en aquest nivell sobre el canal ressonant del receptor (variació del producte LC) pot resultar en una variació de 315 MHz ± 2% o 433.92 mhz ± 3.5%. A causa de la capacitat i la inductància addicionals causades per l’efecte paràsit del plom, el pic de la freqüència d’oscil·lació de 315 MHz arriba als 312.17 MHz i el pic de la freqüència d’oscil·lació de 433.92 MHz arriba als 426.6 MHz.

Un altre exemple és el canal ressonant del receptor superheterodí de Maxim (MAX7042). Els components recomanats són 1.2 pF i 30 nH a 315 MHz; At 433.92MHz, it is 0pF and 16nH. Calculeu la freqüència d’oscil·lació del circuit ressonant mitjançant l’equació:

L’avaluació del circuit ressonant de la placa ha d’incloure els efectes paràsits del paquet i la disposició, i els paràmetres paràsits són 7.3PF i 7.5PF respectivament quan es calcula la freqüència de ressonància a 315 MHz. Tingueu en compte que el producte LC representa una capacitat global.

En resum, cal seguir els principis següents:

Mantingueu el plom el més curt possible.

Col·loqueu els circuits clau el més a prop possible del dispositiu.

Els components clau es compensen segons el parasitisme de disseny real.

Tractament de terra i farciment

La capa de connexió a terra o de potència defineix un voltatge de referència comú que subministra energia a totes les parts del sistema mitjançant un camí de baixa resistència. Igualar tots els camps elèctrics d’aquesta manera es produeix un bon mecanisme de protecció.

El corrent continu sempre tendeix a fluir per un camí de baixa resistència. De la mateixa manera, el corrent d’alta freqüència flueix preferentment pel camí amb la menor resistència. So, for a standard PCB microstrip line above the formation, the return current tries to flow into the ground region directly below the lead. As described in the lead coupling section above, the cut ground area introduces various noises that increase crosstalk either through magnetic field coupling or by converging currents (Figure 9).

Com evitar diversos defectes en el disseny de PCB de taulers impresos

FIG. 9. Mantingueu la formació intacta tant com sigui possible, en cas contrari, el corrent de retorn provocarà la diafonía.

El sòl omplert, també conegut com a línies de protecció, s’utilitza habitualment en circuits on es fa difícil la posada a terra contínua o on es requereixen blindatges de circuits sensibles (FIG. 10). L’efecte de protecció es pot augmentar col·locant forats de terra (és a dir, matrius de forats) als dos extrems del cable o al llarg del cable. 8. No barregeu el cable de protecció amb el cable dissenyat per proporcionar un camí de corrent de retorn. Aquesta disposició pot introduir diafonía.

Com evitar diversos defectes en el disseny de PCB de taulers impresos

FIG. 10. El disseny del sistema de radiofreqüència ha d’evitar els cables revestits de coure flotants, especialment si es requereix revestiment de coure.

La zona revestida de coure no està connectada a terra (flotant) ni es posa a terra només en un extrem, cosa que restringeix la seva efectivitat. En alguns casos, pot causar efectes no desitjats en formar capacitància paràsita que canvia la impedància del cablejat circumdant o crea un camí “latent” entre circuits. En resum, si es col·loca una peça de revestiment de coure (cablejat de senyal sense circuit) a la placa de circuits per garantir un gruix de revestiment constant. Cal evitar zones cobertes de coure, ja que afecten el disseny del circuit.

Finalment, assegureu-vos de tenir en compte els efectes de qualsevol àrea terrestre propera a l’antena. Qualsevol antena monopol tindrà la regió de terra, el cablejat i els forats com a part de l’equilibri del sistema, i el cablejat d’equilibri no ideal afectarà l’eficiència de la radiació i la direcció de l’antena (plantilla de radiació). Per tant, l’àrea de terra no s’ha de col·locar directament a sota de l’antena de plom del PCB monopol.

En resum, cal seguir els principis següents:

Proporcionar zones de posada a terra contínues i de baixa resistència tant com sigui possible.

Els dos extrems de la línia d’ompliment estan connectats a terra i s’utilitza una matriu de forats passants en la mesura del possible.

No sureu filferro revestit de coure a prop del circuit de RF, no poseu coure al voltant del circuit de RF.

Si la placa de circuit conté diverses capes, el millor és col·locar un forat a terra quan el cable de senyal passi d’un costat a l’altre.

Capacitat cristal·lina excessiva

La capacitat paràsita farà que la freqüència del cristall es desviï del valor objectiu 9. Per tant, s’haurien de seguir algunes pautes generals per reduir la capacitat perduda de pins de cristall, coixinets, cables o connexions a dispositius de RF.

Cal seguir els principis següents:

La connexió entre el cristall i el dispositiu RF ha de ser el més curta possible.

Mantingueu el cablejat l’un de l’altre el màxim possible.

Si la capacitat paràsita de derivació és massa gran, traieu la regió de terra per sota del cristall.

Inductància de cablejat pla

No es recomana el cablejat pla ni els inductors espirals de PCB. Els processos típics de fabricació de PCB presenten certes imprecisions, com ara toleràncies d’amplada i espai, que afecten molt la precisió dels valors dels components. Per tant, la majoria d’inductors Q controlats i alts són de tipus ferit. En segon lloc, podeu triar un inductor ceràmic multicapa, els fabricants de condensadors de xip multicapa també proporcionen aquest producte. No obstant això, alguns dissenyadors trien els inductors espirals quan ho necessiten. The standard formula for calculating planar spiral inductance is usually Wheeler’s formula 10:

On, a és el radi mitjà de la bobina, en polzades; N és el nombre de voltes; C és l’amplada del nucli de la bobina (encaminador-enrotllador), en polzades. Quan la bobina c “0.2a 11, la precisió del mètode de càlcul és del 5%.

Es poden utilitzar inductors espirals d’una sola capa de formes quadrades, hexagonals o d’altres. Es poden trobar aproximacions molt bones per modelar la inductància plana a les hòsties de circuits integrats. Per assolir aquest objectiu, es modifica la fórmula estàndard de Wheeler per obtenir un mètode d’estimació d’inductància plana adequat per a mides petites i quadrades 12.

On, ρ és la proporció d’ompliment :; N és el nombre de voltes i dAVG és el diàmetre mitjà :. Per a les hèlixs quadrades, K1 = 2.36, K2 = 2.75.

Hi ha moltes raons per evitar l’ús d’aquest tipus d’inductors, que solen reduir els valors d’inductància a causa de les limitacions d’espai. Els principals motius per evitar els inductors plans són la geometria limitada i el mal control de les dimensions crítiques, cosa que fa impossible predir els valors dels inductors. A més, els valors de la inductància reals són difícils de controlar durant la producció de PCB i la inductància també tendeix a acoblar el soroll a altres parts del circuit.