Mange anvendelsestilfeller av industrielle, vitenskapelige og medisinske radiofrekvensprodukter (ISM-RF) viser at trykte kretskort utformingen av disse produktene er utsatt for forskjellige feil.Folk opplever ofte at samme IC installert på to forskjellige kretskort, ytelsesindikatorer vil være vesentlig forskjellige. Variasjoner i driftsforhold, harmonisk stråling, anti-interferens evne og oppstartstid kan forklare viktigheten av kretskortoppsett i en vellykket design.

Denne artikkelen viser de forskjellige designutelatelsene, diskuterer årsakene til hver feil, og gir forslag til hvordan du kan unngå disse designfeilene. I dette papiret, fr-4 dielektrisk, 0.0625in tykkelse dobbeltlags PCB som et eksempel, kretskortets jording. Fungerer i forskjellige frekvensbånd mellom 315MHz og 915MHz, Tx og Rx effekt mellom -120dbm og +13dBm.

Induktansretning

Når to induktorer (eller til og med to PCB -linjer) er i nærheten av hverandre, vil gjensidig induktans oppstå. Magnetfeltet som genereres av strømmen i den første kretsen, stimulerer strømmen i den andre kretsen (figur 1). Denne prosessen ligner samspillet mellom de primære og sekundære spolene til en transformator. Når to strømmer samhandler gjennom et magnetfelt, bestemmes spenningen som genereres av gjensidig induktans LM:

Hvor, YB er feilspenningen injisert i krets B, IA er strømmen 1 som virker på krets A. LM er svært følsom for kretsavstand, induktanssløyfeområde (dvs. magnetisk flux) og sløyferetning. Derfor er den beste balansen mellom kompakt kretsoppsett og redusert kopling riktig justering av alle induktorer i retningen.

FIG. 1. Det kan sees fra magnetfeltlinjer at gjensidig induktans er relatert til induktansjusteringsretning

Kretsens retning justeres slik at strømløkken er parallell med magnetfeltlinjen til krets A. For dette formålet, så vinkelrett som mulig på hverandre, kan du se kretsoppsettet til FSK superheterodyne Receiver Evaluation (EV) kort (MAX7042EVKIT) (figur 2). De tre induktorene på brettet (L3, L1 og L2) er veldig nær hverandre, og deres orientering ved 0 °, 45 ° og 90 ° bidrar til å redusere gjensidig induktans.

Figur 2. To forskjellige PCB -oppsett er vist, hvorav den ene har elementene plassert i feil retning (L1 og L3), mens den andre er mer egnet.

For å oppsummere, bør følgende prinsipper følges:

Induktanseavstanden skal være så langt som mulig.

Induktorer er ordnet i rette vinkler for å minimere krysstale mellom induktorer.

Før koblingen

På samme måte som induktorers orientering påvirker magnetisk kobling, gjør koblingen det også hvis ledningene er for nær hverandre. Denne typen layoutproblemer produserer også det som kalles gjensidig følelse. Et av de mest bekymrede problemene med RF -krets er ledningen til følsomme deler av systemet, for eksempel inngangstilpassende nettverk, mottakerens resonanskanal, senderens antennematchende nettverk, etc.

Returstrømbanen skal være så nær hovedstrømbanen som mulig for å minimere strålingsmagnetfeltet. Dette arrangementet bidrar til å redusere det nåværende sløyfeområdet. Den ideelle lavmotstandsbanen for returstrømmen er vanligvis jordområdet under ledningen – effektivt begrenset sløyfeområdet til et område hvor tykkelsen på dielektrikumet multipliseres med lengden på ledningen. Men hvis bakkeregionen er delt, øker sløyfeområdet (figur 3). For ledninger som passerer gjennom det delte området, vil returstrømmen bli tvunget gjennom banen med høy motstand, noe som vil øke det aktuelle sløyfeområdet sterkt. Dette arrangementet gjør også kretsledninger mer utsatt for gjensidig induktans.

Figur 3. Komplett jording av store områder bidrar til å forbedre systemytelsen

For en faktisk induktor har blyretning også en betydelig effekt på magnetfeltkoblingen. Hvis ledningene til en sensitiv krets må være nær hverandre, er det best å justere ledningene loddrett for å redusere koblingen (figur 4). Hvis vertikal justering ikke er mulig, bør du vurdere å bruke en beskyttelseslinje. For beskyttelse av ledningsdesign, se avsnittet om jording og fylling nedenfor.

Figur 4. I likhet med figur 1 viser mulig kobling av magnetfeltlinjer.

For å oppsummere, bør følgende prinsipper følges når platen fordeles:

Fullstendig jording bør sikres under ledningen.

Følsomme ledninger bør plasseres vertikalt.

Hvis ledningene må plasseres parallelt, må du sørge for tilstrekkelig avstand eller bruke beskyttelsestråder.

Jording via

Hovedproblemet med RF -kretsoppsett er vanligvis den suboptimale karakteristiske impedansen til kretsen, inkludert kretskomponentene og deres sammenkoblinger. Ledningen med et tynt kobberbelegg tilsvarer induktanswiren og danner en fordelt kapasitans med andre ledninger i nærheten. Ledningen viser også induktans- og kapasitansegenskaper når den passerer gjennom hullet.

Kapasitansen gjennom hullet kommer hovedsakelig fra kapasitansen som dannes mellom kobberbekledningen på siden av gjennomgående hullpute og kobberbekledningen på bakken, atskilt med en ganske liten ring. En annen innflytelse kommer fra sylinderen i selve metallperforeringen. Effekten av parasittisk kapasitans er generelt liten og forårsaker vanligvis bare kantvariasjoner i høyhastighets digitale signaler (som ikke diskuteres i denne artikkelen).

Den største effekten av gjennomgående hull er den parasittiske induktansen forårsaket av den tilsvarende sammenkoblingsmodusen. Fordi de fleste metallperforeringer i RF -PCB -design har samme størrelse som klumpede komponenter, kan effekten av elektriske perforeringer estimeres ved hjelp av en enkel formel (FIG. 5):

Hvor er LVIA klumpet induktans gjennom hullet; H er høyden på gjennomhullet, i tommer; D er diameteren på gjennomhullet, i tommer 2.

Slik unngår du forskjellige feil i PCB -oppsettet på trykte brett

FIG. 5. PCB-tverrsnitt brukt til å estimere parasittiske effekter på gjennomgående hullstrukturer

Den parasittiske induktansen har ofte stor innflytelse på tilkoblingen av bypass -kondensatorer. Ideelle bypass-kondensatorer gir høyfrekvente kortslutninger mellom tilførselssonen og formasjonen, men ikke-ideelle gjennomgående hull kan påvirke den lavfølsomme banen mellom formasjonen og tilførselssonen. Et typisk PCB gjennom hull (d = 10 mil, h = 62.5 mil) tilsvarer omtrent en 1.34nH induktor. Gitt den spesifikke driftsfrekvensen for ISM-RF-produktet, kan gjennomgangshullene påvirke følsomme kretser som resonanskanalkretser, filtre og matchende nettverk negativt.

Andre problemer oppstår hvis sensitive kretser deler hull, for eksempel de to armene i et π -type nettverk. For eksempel, ved å plassere et ideelt hull som tilsvarer klumpet induktans, er ekvivalentskjematikken ganske forskjellig fra den opprinnelige kretsutformingen (fig. 6). Som med kryssing av vanlig strømbane 3, noe som resulterer i økt gjensidig induktans, økt krysstale og gjennomføring.

Hvordan unngå PCB -designproblemer

Figur 6. Ideell kontra ikke-ideell arkitektur, det er potensielle “signalveier” i kretsen.

For å oppsummere, bør kretsoppsettet følge følgende prinsipper:

Ensure modeling of through-hole inductance in sensitive areas.

Filteret eller matchende nettverk bruker uavhengige gjennomgående hull.

Note that a thinner PCB copper-clad will reduce the effect of parasitic inductance through the hole.

Lengden på ledningen

Maxim ISM-RF produktdata anbefaler ofte bruk av kortest mulig høyfrekvent inngang og utgang for å minimere tap og stråling. På den annen side er slike tap vanligvis forårsaket av ikke-ideelle parasittparametere, så både parasittisk induktans og kapasitans påvirker kretsoppsettet, og bruk av kortest mulig bly bidrar til å redusere de parasittiske parametrene. Vanligvis produserer en 10 mil bred PCB -ledning med en avstand på 0.0625in … Fra et FR4 -kort en induktans på omtrent 19nH/in og en distribuert kapasitans på omtrent 1pF/in. For en LAN/ mikserkrets med en 20nH induktor og en 3pF kondensator vil den effektive komponentverdien bli sterkt påvirket når kretsen og komponentoppsettet er veldig kompakt.

Ipc-d-317a4 i ‘Institute for Printed Circuits’ gir en industristandardligning for å estimere forskjellige impedansparametere for mikrostrip-PCB. Dette dokumentet ble erstattet i 2003 av IPC-2251 5, som gir en mer nøyaktig beregningsmetode for forskjellige PCB-elektroder. Online kalkulatorer er tilgjengelige fra en rekke kilder, hvorav de fleste er basert på ligninger levert av IPC-2251. Elektromagnetisk kompatibilitetslab ved Missouri Institute of Technology gir en veldig praktisk metode for å beregne PCB -blyimpedans 6.

De aksepterte kriteriene for å beregne impedansen til mikrostripelinjer er:

I formelen er εr den dielektriske konstanten til dielektrikumet, h er høyden på ledningen fra stratumet, W er blybredden og T er blytykkelsen (figur 7). Når w/h er mellom 0.1 og 2.0 og εr er mellom 1 og 15, er beregningsresultatene for denne formelen ganske nøyaktige.

Figur 7. Denne figuren er et PCB -tverrsnitt (lik figur 5) og representerer strukturen som brukes til å beregne impedansen til en mikrostrimmel.

For å evaluere effekten av blylengde, er det mer praktisk å bestemme avstemningseffekten av den ideelle kretsen ved hjelp av parasittparametere. I dette eksemplet diskuterer vi villkommen kapasitans og induktans. Standardligningen for karakteristisk kapasitans for mikrostrimmellinjer er:

På samme måte kan den karakteristiske induktansen beregnes ut fra ligningen ved å bruke ligningen ovenfor:

Anta for eksempel en PCB -tykkelse på 0.0625in. (h = 62.5 mil), 1 unse kobberbelagt bly (t = 1.35 mil), 0.01 tommer. (w = 10 mil) og et FR-4-brett. Vær oppmerksom på at ε R for FR-4 vanligvis er 4.35 farad/m (F/m), men kan variere fra 4.0 F/m til 4.7 F/m. Egenverdiene beregnet i dette eksemplet er Z0 = 134 ω, C0 = 1.04pF/in, L0 = 18.7nH/in.

For et ISM-RF-design kan en 12.7 mm (0.5 tommer) layoutlengde av ledninger på brettet produsere parasittparametere på omtrent 0.5 pF og 9.3 nH (figur 8). Effekten av parasittparametere på dette nivået på mottakerens resonanskanal (variasjon av LC -produkt) kan resultere i 315MHz ± 2% eller 433.92mhz ± 3.5% variasjon. På grunn av den ekstra kapasitansen og induktansen forårsaket av den parasittiske effekten av blyet, når toppen av 315MHz oscillasjonsfrekvensen 312.17mhz, og toppen av 433.92mhz oscillasjonsfrekvensen når 426.6mhz.

Et annet eksempel er resonanskanalen til Maxims superheterodyne -mottaker (MAX7042). De anbefalte komponentene er 1.2pF og 30nH ved 315MHz; At 433.92MHz, it is 0pF and 16nH. Beregn oscillasjonsfrekvensen til resonanskretsen ved å bruke ligningen:

Evalueringen av platenes resonanskrets bør omfatte de parasittiske effektene av pakken og oppsettet, og de parasittiske parametrene er henholdsvis 7.3PF og 7.5PF ved beregning av 315MHz resonansfrekvens. Vær oppmerksom på at LC -produktet representerer klumpet kapasitans.

For å oppsummere må følgende prinsipper følges:

Hold ledningen så kort som mulig.

Plasser nøkkelkretsene så nær enheten som mulig.

Nøkkelkomponenter kompenseres i henhold til faktisk layoutparasitt.

Jordings- og fyllingsbehandling

Jordingen eller kraftlaget definerer en felles referansespenning som leverer strøm til alle deler av systemet gjennom en lav motstandsbane. Å utligne alle elektriske felt på denne måten gir en god skjermingsmekanisme.

Likestrøm har alltid en tendens til å flyte langs en bane med lav motstand. På samme måte flyter høyfrekvent strøm fortrinnsvis gjennom banen med lavest motstand. Så, for en standard PCB -mikrostrimmellinje over formasjonen, prøver returstrømmen å strømme inn i jordområdet direkte under ledningen. Som beskrevet i ledningskoblingseksjonen ovenfor, introduserer det kuttede bakkeområdet forskjellige lyder som øker krysstale enten gjennom magnetfeltkobling eller ved konvergerende strømmer (figur 9).

Slik unngår du forskjellige feil i PCB -oppsettet på trykte brett

FIG. 9. Hold formasjonen intakt så mye som mulig, ellers vil returstrømmen forårsake krysstale.

Fylt jord, også kjent som beskyttelseslinjer, brukes ofte i kretser der kontinuerlig jording er vanskelig å legge eller hvor det er nødvendig med skjerming av følsomme kretser (fig. 10). Skjermingseffekten kan økes ved å plassere jordingshull (dvs. hulloppsett) i begge ender av ledningen eller langs ledningen. 8. Ikke bland beskyttelsestråden med ledningen som er designet for å gi en returstrømbane. Denne ordningen kan innføre krysstale.

Slik unngår du forskjellige feil i PCB -oppsettet på trykte brett

FIG. 10. RF -systemets design bør unngå flytende kobberkledde ledninger, spesielt hvis kobbermantel er nødvendig.

Det kobberkledde området er ikke jordet (flytende) eller jordet bare i den ene enden, noe som begrenser effektiviteten. I noen tilfeller kan det forårsake uønskede effekter ved å danne parasittisk kapasitans som endrer impedansen til de omkringliggende ledningene eller skaper en “latent” bane mellom kretsene. Kort sagt, hvis et stykke kobberbekledning (ikke-krets signalledninger) legges på kretskortet for å sikre en konsistent platetykkelse. Kobberkledde områder bør unngås da de påvirker kretsutformingen.

Til slutt må du vurdere effekten av et bakkeområde i nærheten av antennen. Enhver monopolantenne vil ha jordområdet, ledninger og hull som en del av systemets likevekt, og ikke-ideelle likevektskablinger vil påvirke strålingseffektiviteten og retningen til antennen (strålemalen). Derfor bør ikke grunnområdet plasseres rett under monopol -PCB -ledningsantennen.

For å oppsummere, bør følgende prinsipper følges:

Sørg for kontinuerlige jordingssoner med lav motstand så langt som mulig.

Begge ender av fyllelinjen er jordet, og et gjennomgående hull brukes så langt som mulig.

Ikke flyt kobberkledd ledning i nærheten av RF -krets, ikke legg kobber rundt RF -krets.

Hvis kretskortet inneholder flere lag, er det best å legge et jord gjennom hullet når signalkabelen går fra den ene siden til den andre.

Overdreven krystallkapasitans

Parasittisk kapasitans vil føre til at krystallfrekvensen avviker fra målverdien 9. Derfor bør noen generelle retningslinjer følges for å redusere stray -kapasitansen til krystallpinner, pads, ledninger eller tilkoblinger til RF -enheter.

Følgende prinsipper bør følges:

Forbindelsen mellom krystallet og RF -enheten skal være så kort som mulig.

Hold ledningene fra hverandre så langt som mulig.

Hvis den parasittiske shuntkapasitansen er for stor, må du fjerne jordingsområdet under krystallet.

Plan ledningsinduktans

Plan ledninger eller PCB -spiralinduktorer anbefales ikke. Typiske PCB -produksjonsprosesser har visse unøyaktigheter, for eksempel bredde og romtoleranser, som i stor grad påvirker nøyaktigheten av komponentverdier. Derfor er de fleste kontrollerte og høye Q -induktorer sårtype. For det andre kan du velge keramiske induktorer med flere lag, produsenter av flerskiktede kondensatorer tilbyr også dette produktet. Likevel velger noen designere spiralinduktorer når de må. Standardformelen for å beregne plan spiralinduktans er vanligvis Wheelers formel 10:

Hvor, a er spolens gjennomsnittlige radius, i tommer; N er antall svinger; C er bredden på spolekjernen (router-rinner), i tommer. Når spolen c “0.2a 11, er nøyaktigheten av beregningsmetoden innenfor 5%.

Enkeltlags spiralinduktorer med firkantede, sekskantede eller andre former kan brukes. Det er svært gode tilnærminger til å modellere plan induktans på integrerte kretsskiver. For å nå dette målet, er standard Wheeler -formelen modifisert for å oppnå en planinduktansestimeringsmetode egnet for liten størrelse og kvadratstørrelse 12.

Hvor, ρ er fyllingsforholdet :; N er antall svinger, og dAVG er gjennomsnittlig diameter :. For firkantspiraler er K1 = 2.36, K2 = 2.75.

Det er mange grunner til å unngå å bruke denne typen induktor, noe som vanligvis resulterer i reduserte induktansverdier på grunn av plassbegrensninger. Hovedårsakene til å unngå plane induktorer er begrenset geometri og dårlig kontroll over kritiske dimensjoner, noe som gjør det umulig å forutsi induktorverdier. I tillegg er faktiske induktansverdier vanskelig å kontrollere under PCB -produksjon, og induktans har også en tendens til å koble støy til andre deler av kretsen.