Talrige anvendelsestilfælde af industrielle, videnskabelige og medicinske radiofrekvensprodukter (ISM-RF) viser, at printkort layout af disse produkter er tilbøjelige til forskellige defekter.Folk oplever ofte, at den samme IC installeret på to forskellige kredsløb, ydelsesindikatorer vil være væsentligt forskellige. Variationer i driftsbetingelser, harmonisk stråling, anti-interferens evne og opstartstid kan forklare betydningen af ​​printkortlayout i et vellykket design.

Denne artikel lister de forskellige designmangel, diskuterer årsagerne til hver fejl og giver forslag til, hvordan disse designfejl kan undgås. I dette papir, fr-4 dielektrisk, 0.0625in tykkelse dobbeltlags PCB som et eksempel, kredsløbskortets jordforbindelse. Arbejder i forskellige frekvensbånd mellem 315MHz og 915MHz, Tx og Rx effekt mellem -120dbm og +13dBm.

Induktansretning

Når to induktorer (eller endda to PCB -linjer) er tæt på hinanden, vil gensidig induktans forekomme. Magnetfeltet genereret af strømmen i det første kredsløb ophidser strømmen i det andet kredsløb (figur 1). Denne proces ligner samspillet mellem en transformers primære og sekundære spoler. Når to strømme interagerer gennem et magnetfelt, bestemmes spændingen, der genereres ved gensidig induktans LM:

Hvor, YB er fejlspændingen injiceret i kredsløb B, IA er strømmen 1, der virker på kredsløb A. LM er meget følsom over for kredsløbsafstand, induktanssløjfeareal (dvs. magnetisk flux) og sløjferetning. Derfor er den bedste balance mellem kompakt kredsløbslayout og reduceret kobling den korrekte justering af alle induktorer i retningen.

FIG. 1. Det kan ses fra magnetfeltlinjer, at gensidig induktans er relateret til induktansjusteringsretning

Kredsløbs B -retning justeres, så dens strømsløjfe er parallel med magnetfeltlinjen i kredsløb A. Til dette formål, så vinkelret som muligt på hinanden, henvises til kredsløbslayoutet på FSK -superheterodyne -modtagerevalueringskortet (EV) med lav effekt (MAX7042EVKIT) (figur 2). De tre induktorer på tavlen (L3, L1 og L2) er meget tæt på hinanden, og deres orientering ved 0 °, 45 ° og 90 ° hjælper med at reducere gensidig induktans.

Figur 2. To forskellige PCB -layout er vist, hvoraf det ene har elementerne arrangeret i den forkerte retning (L1 og L3), mens det andet er mere egnet.

For at opsummere bør følgende principper følges:

Induktansafstanden skal være så vidt muligt.

Induktorer er arrangeret i rette vinkler for at minimere krydstale mellem induktorer.

Før koblingen

Ligesom induktorernes orientering påvirker magnetisk kobling, gør koblingen det også, hvis ledningerne er for tæt på hinanden. Denne form for layoutproblem producerer også det, der kaldes gensidig fornemmelse. Et af de mest bekymrede problemer med RF -kredsløb er ledninger til følsomme dele af systemet, såsom input -matching -netværket, modtagerens resonanskanal, senderens antenne -matchende netværk osv.

Returstrømbanen skal være så tæt på hovedstrømbanen som muligt for at minimere strålingsmagnetfeltet. Dette arrangement hjælper med at reducere det aktuelle sløjfeområde. Den ideelle lavmodstandsbane for returstrømmen er normalt jordområdet under ledningen – hvilket effektivt begrænser sløjfeområdet til et område, hvor dielektrikets tykkelse ganges med længden af ​​ledningen. Men hvis jordområdet er delt, øges sløjfeområdet (figur 3). For ledninger, der passerer gennem det opdelte område, vil returstrømmen blive tvunget gennem den høje modstandssti, hvilket i høj grad øger det aktuelle sløjfeområde. Dette arrangement gør også kredsløbsledninger mere modtagelige for gensidig induktans.

Figur 3. Komplet jordforbindelse med stort område hjælper med at forbedre systemets ydeevne

For en egentlig induktor har blyretning også en betydelig effekt på magnetfeltkoblingen. Hvis ledningerne i et følsomt kredsløb skal være tæt på hinanden, er det bedst at justere ledningerne lodret for at reducere koblingen (figur 4). Hvis lodret justering ikke er mulig, kan du overveje at bruge en beskyttelseslinje. For afsnittet om beskyttelsestråd henvises til afsnittet om jordforbindelse og påfyldning nedenfor.

Figur 4. Ligner figur 1 den mulige kobling af magnetfeltlinjer.

For at opsummere bør følgende principper følges, når pladen fordeles:

Der skal sikres fuldstændig jordforbindelse under ledningen.

Følsomme elektroder skal placeres lodret.

Hvis ledningerne skal placeres parallelt, skal du sikre tilstrækkelig afstand eller bruge beskyttelsestråde.

Jording via

Hovedproblemet med RF -kredsløbslayout er normalt kredsløbets suboptimale karakteristiske impedans, inklusive kredsløbskomponenterne og deres sammenkoblinger. Ledningen med en tynd kobberbelægning svarer til induktanswiren og danner en fordelt kapacitans med andre ledninger i nærheden. Ledningen udviser også induktans- og kapacitansegenskaber, når den passerer gennem hullet.

Kapacitansen gennem hullet kommer hovedsageligt fra kapacitansen, der dannes mellem kobberbeklædningen på siden af ​​gennemgående hulpude og kobberbeklædningen på jorden, adskilt af en ret lille ring. En anden indflydelse kommer fra cylinderen i selve metalperforeringen. Effekten af ​​parasitisk kapacitans er generelt lille og forårsager normalt kun kantvariation i højhastigheds digitale signaler (hvilket ikke diskuteres i dette papir).

Den største effekt af det gennemgående hul er den parasitære induktans forårsaget af den tilsvarende sammenkoblingstilstand. Fordi de fleste metalperforeringer i RF PCB -designs er af samme størrelse som klumpede komponenter, kan effekten af ​​elektriske perforeringer estimeres ved hjælp af en simpel formel (FIG. 5):

Hvor er LVIA klumpet induktans gennem hul; H er højden af ​​gennemgangshullet, i tommer; D er diameteren af ​​gennemgående hul, i tommer 2.

Sådan undgår du forskellige fejl i printkortets layout på printkort

FIG. 5. PCB-tværsnit, der bruges til at estimere parasitære virkninger på gennemgående huller

Den parasitære induktans har ofte stor indflydelse på forbindelsen af ​​bypass -kondensatorer. Ideelle bypass-kondensatorer giver højfrekvente kortslutninger mellem forsyningszonen og formationen, men ikke-ideelle gennemgangshuller kan påvirke den lavfølsomme vej mellem formationen og forsyningszonen. Et typisk PCB gennemgående hul (d = 10 mil, h = 62.5 mil) svarer omtrent til en 1.34 nH induktor. I betragtning af ISM-RF-produktets specifikke driftsfrekvens kan gennemgangshullerne påvirke følsomme kredsløb negativt, såsom resonanskanalkredsløb, filtre og matchende netværk.

Andre problemer opstår, hvis følsomme kredsløb deler huller, såsom de to arme i et π -type netværk. For eksempel ved at placere et ideelt hul, der svarer til klumpet induktans, er den tilsvarende skematisk en helt anden end den originale kredsløbsdesign (FIG. 6). Som med krydstale af fælles strømvej 3, hvilket resulterer i øget indbyrdes induktans, øget krydstale og gennemføring.

Sådan undgår du PCB -designproblemer

Figur 6. Ideelle kontra ikke-ideelle arkitekturer, der er potentielle “signalveje” i kredsløbet.

For at opsummere bør kredsløbslayout følge følgende principper:

Sørg for modellering af induktans gennem hullet i følsomme områder.

Filteret eller det matchende netværk bruger uafhængige huller.

Bemærk, at en tyndere PCB-kobberbeklædning reducerer effekten af ​​parasitisk induktans gennem hullet.

Ledningens længde

Maxim ISM-RF produktdata anbefaler ofte at bruge den kortest mulige højfrekvente input og output fører til at minimere tab og stråling. På den anden side er sådanne tab normalt forårsaget af ikke-ideelle parasitære parametre, så både parasitisk induktans og kapacitans påvirker kredsløbets layout, og brug af den kortest mulige bly hjælper med at reducere de parasitære parametre. Typisk producerer en 10 mil bred PCB -afledning med en afstand på 0.0625in… ​​Fra et FR4 -kort en induktans på cirka 19nH/in og en distribueret kapacitans på cirka 1pF/in. For et LAN/ mixer -kredsløb med en 20nH induktor og en 3pF kondensator vil den effektive komponentværdi blive stærkt påvirket, når kredsløbet og komponentlayoutet er meget kompakt.

Ipc-d-317a4 i ‘Institute for Printed Circuits’ giver en industristandardligning til estimering af forskellige impedansparametre for microstrip PCB. Dette dokument blev i 2003 erstattet af IPC-2251 5, som giver en mere præcis beregningsmetode for forskellige printkortledninger. Online regnemaskiner er tilgængelige fra en række forskellige kilder, hvoraf de fleste er baseret på ligninger fra IPC-2251. Elektromagnetisk kompatibilitetslab ved Missouri Institute of Technology giver en meget praktisk metode til beregning af PCB -blyimpedans 6.

De accepterede kriterier til beregning af impedansen for mikrostrimmellinjer er:

I formlen er εr det dielektriske dielektriske konstant, h er ledningens højde fra stratum, W er blybredden, og T er blytykkelsen (figur 7). Når w/h er mellem 0.1 og 2.0 og εr er mellem 1 og 15, er beregningsresultaterne for denne formel ret nøjagtige.

Figur 7. Denne figur er et PCB -tværsnit (svarende til figur 5) og repræsenterer strukturen, der bruges til at beregne impedansen af ​​en mikrostrimmellinje.

For at evaluere effekten af ​​blylængde er det mere praktisk at bestemme afstemningseffekten af ​​det ideelle kredsløb ved hjælp af parasitære parametre i bly. I dette eksempel diskuterer vi omstrejfende kapacitans og induktans. Standardligningen for karakteristisk kapacitans for mikrostrimmellinjer er:

På samme måde kan den karakteristiske induktans beregnes ud fra ligningen ved hjælp af ovenstående ligning:

Antag f.eks. En PCB -tykkelse på 0.0625in. (h = 62.5 mil), 1 ounce kobbercoatet bly (t = 1.35 mil), 0.01 in. (w = 10 mil) og et FR-4-bord. Bemærk, at ε R for FR-4 typisk er 4.35 farad/m (F/m), men kan variere fra 4.0 F/m til 4.7 F/m. Egenværdierne beregnet i dette eksempel er Z0 = 134 ω, C0 = 1.04pF/in, L0 = 18.7nH/in.

For et ISM-RF-design kan en 12.7 mm (0.5 inch) layoutlængde af elektroder på tavlen producere parasitære parametre på cirka 0.5 pF og 9.3 nH (figur 8). Effekten af ​​parasitære parametre på dette niveau på modtagerens resonanskanal (variation af LC -produkt) kan resultere i 315MHz ± 2% eller 433.92mhz ± 3.5% variation. På grund af den ekstra kapacitans og induktans forårsaget af blyets parasitære virkning når toppen af ​​315MHz -svingningsfrekvensen 312.17mhz, og toppen af ​​433.92mhz -oscillationsfrekvensen når 426.6mhz.

Et andet eksempel er resonanskanalen for Maxims superheterodyne -modtager (MAX7042). De anbefalede komponenter er 1.2pF og 30nH ved 315MHz; Ved 433.92MHz er det 0pF og 16nH. Beregn oscillationsfrekvensen for resonanskredsløb ved at bruge ligningen:

Evalueringen af ​​pladens resonanskredsløb bør omfatte pakningens og layoutets parasitære effekter, og de parasitære parametre er henholdsvis 7.3PF og 7.5PF ved beregning af 315MHz resonansfrekvensen. Bemærk, at LC -produktet repræsenterer klumpet kapacitans.

For at opsummere skal følgende principper følges:

Hold afledningen så kort som muligt.

Placer nøglekredsløb så tæt på enheden som muligt.

Nøglekomponenter kompenseres i henhold til faktisk layoutparasitisme.

Jordforbindelse og påfyldningsbehandling

Jordforbindelsen eller effektlaget definerer en fælles referencespænding, der leverer strøm til alle dele af systemet via en lav modstandssti. Udligning af alle elektriske felter på denne måde giver en god afskærmningsmekanisme.

Jævnstrøm har altid en tendens til at strømme langs en vej med lav modstand. På samme måde strømmer højfrekvent strøm fortrinsvis gennem stien med den laveste modstand. Så for en standard PCB -mikrostrimmellinje over formationen forsøger returstrømmen at strømme ind i jordområdet direkte under ledningen. Som beskrevet i blykoblingssektionen ovenfor indfører det afskårne jordareal forskellige lyde, der øger krydstale enten gennem magnetfeltkobling eller ved konvergerende strømme (figur 9).

Sådan undgår du forskellige fejl i printkortets layout på printkort

FIG. 9. Hold formationen intakt så meget som muligt, ellers vil returstrømmen forårsage krydstale.

Fyldt jord, også kendt som beskyttelseslinjer, bruges almindeligvis i kredsløb, hvor kontinuerlig jordforbindelse er vanskelig at lægge, eller hvor det er påkrævet at beskytte følsomme kredsløb (fig. 10). Afskærmningseffekten kan øges ved at placere jordhuller (dvs. hularrays) i begge ender af elektroden eller langs elektroden. 8. Bland ikke beskyttelsestråden med den ledning, der er designet til at give en returstrømsbane. Dette arrangement kan indføre krydstale.

Sådan undgår du forskellige fejl i printkortets layout på printkort

FIG. 10. RF -systemets design bør undgå flydende kobberbeklædte ledninger, især hvis kobberbeklædning er påkrævet.

Det kobberbeklædte område er ikke jordet (flydende) eller jordet kun i den ene ende, hvilket begrænser dets effektivitet. I nogle tilfælde kan det forårsage uønskede virkninger ved at danne parasitisk kapacitans, der ændrer impedansen for de omgivende ledninger eller skaber en “latent” vej mellem kredsløb. Kort sagt, hvis der lægges et stykke kobberbeklædning (ikke-kredsløbssignalledninger) på kredsløbskortet for at sikre en ensartet belægningstykkelse. Kobberbeklædte områder bør undgås, da de påvirker kredsløbets design.

Endelig skal du overveje virkningerne af ethvert jordareal nær antennen. Enhver monopolantenne vil have jordområdet, ledninger og huller som en del af systemets ligevægt, og ikke-ideelle ligevægtskabler vil påvirke antennens strålingseffektivitet og retning (strålingsskabelon). Derfor bør jordarealet ikke placeres direkte under monopol -PCB -antennen.

For at opsummere bør følgende principper følges:

Sørg for kontinuerlige jordforbindelseszoner med lav modstand så vidt muligt.

Begge ender af påfyldningslinjen er jordforbundet, og et gennemgående hul bruges så langt som muligt.

Flyt ikke kobberbeklædte ledninger i nærheden af ​​RF -kredsløb, læg ikke kobber omkring RF -kredsløb.

Hvis printkortet indeholder flere lag, er det bedst at lægge et hul gennem et hul, når signalkablet passerer fra den ene side til den anden.

Overdreven krystalkapacitans

Parasitisk kapacitans vil få krystalfrekvensen til at afvige fra målværdien 9. Derfor bør nogle generelle retningslinjer følges for at reducere afledt kapacitans for krystalnåle, puder, ledninger eller forbindelser til RF -enheder.

Følgende principper skal følges:

Forbindelsen mellem krystallen og RF -enheden skal være så kort som muligt.

Hold ledningerne fra hinanden så langt som muligt.

Hvis den parasitære shuntkapacitans er for stor, skal jordforbindelsesområdet fjernes under krystallen.

Plan ledningsinduktans

Plan ledninger eller PCB -spiralinduktorer anbefales ikke. Typiske PCB -fremstillingsprocesser har visse unøjagtigheder, såsom bredde og rumtolerancer, som i høj grad påvirker nøjagtigheden af ​​komponentværdier. Derfor er de fleste kontrollerede og høje Q -induktorer sårtype. For det andet kan du vælge flerlags keramisk induktor, producenter af flere lag chipkondensatorer leverer også dette produkt. Ikke desto mindre vælger nogle designere spiralinduktorer, når de skal. Standardformlen til beregning af plan spiralinduktans er normalt Wheelers formel 10:

Hvor, a er spolens gennemsnitlige radius, i tommer; N er antallet af omdrejninger; C er bredden af ​​spolekernen (router-rinner), i tommer. Når spolen c “0.2a 11, er nøjagtigheden af ​​beregningsmetoden inden for 5%.

Enkeltlagsspiralinduktorer med firkantede, sekskantede eller andre former kan bruges. Meget gode tilnærmelser kan findes til at modellere plan induktans på integrerede kredsløbskiver. For at nå dette mål ændres standard Wheeler -formlen for at opnå en planinduktansestimeringsmetode, der er egnet til lille størrelse og kvadratstørrelse 12.

Hvor, ρ er fyldningsforholdet :; N er antallet af omdrejninger, og dAVG er den gennemsnitlige diameter :. For firkantede spiraler, K1 = 2.36, K2 = 2.75.

Der er mange grunde til at undgå at bruge denne type induktor, hvilket normalt resulterer i reducerede induktansværdier på grund af pladsbegrænsninger. Hovedårsagerne til at undgå plane induktorer er begrænset geometri og dårlig kontrol med kritiske dimensioner, hvilket gør det umuligt at forudsige induktorværdier. Derudover er de faktiske induktansværdier vanskelige at kontrollere under PCB -produktion, og induktans har også en tendens til at koble støj til andre dele af kredsløbet.